CN1860753A - 正交频分多路复用接收器 - Google Patents

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丹尼尔·艾恩库
叶华
约翰·格洛斯纳
尤瑟夫·阿布德利拉
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Abstract

一种用于正交频分多路复用信号的接收器，包括：A/D转换器(52)，用于将接收器模拟信号转换为数字信号数据流，其中，数字信号数据流包括由保护片段分隔的码元。接收器还包括：I/Q解调器(54)，用于从数字数据流产生第一组复数I和Q分量；以及保护片段长度检测器(58)，其使用第一组I和Q分量。它还包括：提取器(62)，用于从数字信号数据流中提取并移除所检测的长度的保护片段；以及FFT解调器(64)，用于解调数字信号数据流的码元，以产生第二组复数I和Q分量。

Description

正交频分多路复用接收器
技术领域
本发明一般涉及通信接收器，并且，更具体地涉及正交频分多路复用(OFDM)接收器。
背景技术
下面的公开将描述用于数字地面电视(DTV)的数字视频广播(DVB)接收器。可将所述概念同等地应用于DTV接收器的任意其它传送信道、以及使用正交频分多路复用(OFDM)的其它接收器或标准。这些可包括但不限于世界范围的无线标准，如无线LAN 802.11a和g、HIPERLAN/2、数字音频广播(DAB)、地面数字视频广播(DVB-T)、用于手持的数字视频广播(DVB-H)、802.16宽带无线接入等。
欧洲地面DTV标准DVB-T(ETS 300 744)基于用来抵抗多径衰减的COFDM技术。参见ETSI EN 300 744 V.1.4.1“Digital VideoBroadcasting(DVB)：Framing Structures，channel coding，and modulation fordigital terrestrial television(数字视频广播(DVB)：用于数字地面电视的帧结构、信道编码、以及调制)”。它指定了两种操作模式：
1)2K模式，其基于2048FFT，并且，具有每个OFDM码元的1705个载波；以及
2)8K模式，其基于8192FFT，并且，具有每个OFDM码元的6817个载波。
图1示出了典型的DVBT接收器的框图。可将用于DVBT接收器的数字信号处理划分为三个部分。第一部分10包括RF前端12、以及A/D转换器14、OFDM解调器16、解调18、以及导频和TPS解码器19。此接收器前端信号处理部分执行包括各种同步和信道估计的接收器训练、以及OFDM解调。第二部分20是DVBT接收器后端信号处理块。它执行DVBT内部信道解码和外部信道解码。第三部分30是MPEG解码器。在美国专利6359938中示出了例子。
由于DVBT接收器所需的计算复杂度和高MIP，所以，直到最近，才使用ASIC而以硬件方式实现了DVBT接收器。在多协议通信系统的情况中，由于所消耗的额外芯片成本和PC板方面，硬件实现变得较无吸引力。在此公开中，描述了DVBT接收器的改进的软件实现。在此设计中，可在SandbridgeTechnologies Multithreaded(Sandbridge技术多线程)SB9600处理器中以软件方式实现与DVBT接收器相关联的所有功能。可在诸如移动电话和PDA的手持设备中使用该器件。
发明内容
所述接收器包括A/D转换器，用于将接收器模拟信号转换为数字信号数据流，其中，数字信号数据流包括由保护片段分隔的码元。接收器还包括：I/Q解调器，用于从数字信号数据流产生第一组复数I和Q分量；以及保护片段长度检测器，其使用第一组I和Q分量。它还包括：提取器，用于从数字信号数据流中识别并移除所检测的长度的保护片段；以及FFT解调器，用于解调数字信号数据流的码元，以产生第二组复数I和Q分量。
FFT解调器是正交频分多路复用解调器，并且，接收器可为数字视频广播接收器。FFT解调器一次解调两个码元，以产生第二组复数I和Q分量。将处理器编程为作为I/Q解调器、保护片段长度检测器、提取器、以及FFT解调器而操作。FFT解调器是正交频分多路复用解调器，并且，接收器可为数字视频广播接收器。
接收器可包括至少两个天线，其各自连接到相应的接收器前端和A/D转换器。正交地放置所述至少两个天线，并且，接收器前端包括移相器。
接收器包括第一载波信号偏移估计器、以及第一码元同步信号生成器，至少在接收器的初始化阶段期间，其各自使用第一组I和Q分量，以分别估计载波信号的偏移并调节A/D转换器、以及生成用于提取器的码元同步信号。I/Q解调器、保护片段长度检测器、第一载波信号偏移估计器、以及第一码元同步信号生成器仅在接收器的初始化阶段期间操作。接收器包括第二载波信号偏移估计器、以及第二码元同步信号生成器，至少在接收器的初始化阶段之后，其各自使用来自FFT解调器的第二组I和Q分量，以分别估计载波信号的偏移并调节A/D转换器、以及生成用于提取器的码元同步信号。
在与附图相结合而考虑时，从下面对公开的详细描述中，本公开的这些和其它方面将变得清楚。
附图说明
图1是根据用于单输入单输出(SISO)系统的现有技术的数字视频广播地面接收器的框图。
图2是现有技术的正交频分多路复用解调器的框图。
图3是根据本公开的正交频分多路复用解调器的框图。
图4示出了根据本公开的截止(off-)频分多路复用器码元提取。
图5是根据本公开的用于多输入多输出(MIMO)系统的数字视频广播地面接收器的框图。
图6是作为接收器的数目的函数的MIMO系统的瑞利衰减图。
图7是使用两个相互正交的天线的接收器的前端的框图。
图8是图7的两个天线在设备上的框图。
具体实施方式
图1中图解了现有技术的数字视频广播/地面接收器。第一部分10包括：RF接收器前端12，用于从天线11接收UHF和VHF信号；以及A/D转换器14。随后，将信号提供到OFDM解调器16。OFDM解调器16的输出连接到解调器18、以及导频和TPS解码器19。这些块执行包括各种同步和信道估计的接收器训练、以及OFDM解调。
将各种信号(例如，包括数字信号的复数I和Q分量)提供到接收器后端信号处理块20。其包括内部去交织器21、维特比解码器22、外部去交织器24、RS解码器65、以及能量分散移除28。将后端信号处理块20的输出提供到MPEG解码器/多路分解部分30。例如，输出信号可为视频服务、音频服务和数据服务。
图2中示出了前端10的更详细的描述。将来自RF前端接收器12的RF处理的模拟信号提供到A/D转换器14。将数字信号提供到采样率校正插值和抽取处理52。随后，将52的输出提供到数字I/Q生成器54，其生成OFDM解调器64所需的复数I和Q分量或信号。将复数I/Q信号被提供到初始过程码元同步部分56，并提供到保护片段长度检测器和粗略频率偏移估计器58。可通过在频率偏移校正部分适当地逆向旋转I/Q信号，而数字化地校正载波频率偏移。这使用58的初始粗略频率偏移估计。可在58处检测保护片段长度，并且，可在62处从I/Q信号流中移除对应的保护片段周期。
随后，由对复数I/Q信号执行快速傅立叶变换(FFT)的FFT解调器54处理数字信号数据流(无保护片段)。对于2K模式执行2048点复数FFT，而对于8K模式执行8192点复数FFT。这些是在先前提到的标准中使用的模式。
将作为复I/Q分量的解调的OFDM码元提供到TPS解码器66、信道校正68和信道估计70。也具有来自信道估计70的输入的信道校正68提供用于QAM去映射器72的输出，QAM去映射器72将该输出提供到接收器后端处理块20。还将来自OFDM解调器64的I/Q信号提供到SNR估计器74，其向维特比解码器76提供输入。还将解调的I/Q信号提供到后FFT(post-FFT)频率偏移估计78，其向频率偏移校正部分60提供反馈。还将解调的I/Q信号提供到后FFT采样率估计器80，其向采样率校正插值和抽取部分52提供反馈信号。将解调的I/Q信号提供到后FFT码元定时估计跟踪部分82，其向保护周期移除62提供反馈。
还应注意，后FFT后采样率估计电路80还向压控振荡器84提供信号，压控振荡器84将信号提供回到RF接收器12，用于模拟接收器电路12的最终LO频率的调节，并将信号提供回到A/D转换器14，用于调节A/D采样率。
在54处的复数I/Q信号的数字生成产生了接收器所需的计算复杂度和高MIP。
如将在下面提到的，本公开仅在初始码元同步、保护长度检测器和初始粗略频率偏移估计所需的初始化阶段期间使用数字复数I/Q信号生成。随后，以这样的方式执行OFDM解调器64的操作，即：在无数字I/Q生成器54的情况下，产生所需的解调的复数I/Q分量。
图3中示出了修改的OFDM前端信号处理架构。接收器为每个接收的OFDM码元执行2*N实数输入FFT(其中，对于2K模式，N＝2048，而对于8K模式，N＝8192)。此外，接收器可在每个处理中处理两个OFDM码元，使得可在一个2*N复数输入FFT的代价下计算两个2*N实数输入FFT。与图2的传统DVBT OFDM前端信号处理架构相比，图3的当前架构在FFT解调之前实施所有MIP密集预处理，而在初始化之后便不需要该处理。
尽管初始粗略码元同步块56、以及保护长度检测/粗略分数载波频率偏移估计决58最初需要数字I/Q生成，但这仅在我们的全部软件DVBT接收器的初时启动时运行一次，并且，它使整个数字信号处理器MIP资源对于其在初始化之后的使用来说是可用的。
DVBT信号占用约7.61MHz的带宽。如在DVB标准中定义的那样，调制到中央载波上的信号是实数。然而，基带DVBT信号需要复数表示。这是由于DVBT基带谱不围绕着中央频率而对称的事实而造成的。这是在传统DVBT接收器中生成I/Q复数信号需要MIP密集预处理的原因。然而，如果将DVBT信号保持在用于FFT输入的通带中，那么，FFT输入可为实数，使得将不需要I/Q生成。
此外，必须慎重地选择最后阶段的LO和A/D采样率，以避免在传统的DVBT接收器中有时会需要的任何代价大的插值和抽取。对于2K模式，载波间隔为f＝4464Hz，而采样率fs必须精确为2*2048*f＝18.284544MHz。最后的LO频率f_LO必须被精确地设为：fs＝4*f_LO。
对于4K模式，载波间隔为f＝2232Hz，而采样率fs必须精确为2*4096*f＝18.284544MHz。最后的LO频率f_LO必须被精确地设为：fs＝4*f_LO。
由于现在的载波间隔为f＝1116Hz，而采样率fs应当精确地为2*8192*f＝18.284544MHz，并且，最后的LO频率应当为fs＝4*f_LO，所以，上面的采样率fs和最后的LO频率设置应当也对于8K模式适用。
图3的元件具有与图2的元件相同的功能或相关的功能。将来自接收器12的模拟信号提供到A/D转换器14。将A/D转换器14的输出提供到数字I/Q生成器54、并提供到保护周期移除62。这将图3与图2相区别，其中，保护周期移除部分62在频率偏移校正之后接收数字化生成的I/Q信号。将数字I/Q信号提供到初始粗略码元同步部分56、以及保护长度检测器和粗略频率偏移估计器58。将检测器和初始粗略频率偏移估计58提供到保护周期移除部分62。
保护周期移除部分62的输出是数字流，并被提供到OFDM FFT解调器64。如与图2相区别的，这不是I/Q复数码元，而仅为无保护周期的数字信号数据流。在图3中，如先前提到的，OFDM解调器64在一次处理两个码元，并产生(不需要数字I/Q生成54)复数I/Q分量。
将这些I/Q分量提供到TPS解码器66、信道校正68、信道估计70、SNR估计74、后FFT频率偏移估计78、以及后FFT码元定时估计跟踪部分82。如图2中那样，信道校正68还从信道估计70接收信号，并向QAM去映射器72提供输入。SNR估计74向维特比解码器76提供输入。后FFT频率偏移估计78向压控振荡器VCXO 84提供反馈信号，压控振荡器VCXO 84向A/D转换器14提供采样率信号，并向RF接收器12提供反馈信号。压控振荡器84还从初始粗略频率偏移估计器58接收初始频率偏移估计。如图2中那样，后FFT码元定时估计跟踪部分82向保护周期移除部分62提供反馈信号。
如图2所示，尽管仅在初始化期间执行初始粗略码元同步部分56、以及保护长度检测器和初始粗略频率偏移估计58，但也仅在初始化阶段执行数字I/Q生成54。应当注意，均以软件方式执行I/Q或解调器54、保护片段长度检测器和初始粗略频率偏移估计58、初始粗略码元同步56、保护周期移除62、以及OFDM解调器。
图4示出了如何从A/D输入信号数据流中提取OFDM码元。使在fs上采样的A/D输入数据流被存储在被称为rx_in的缓冲器中。保持rx_in的缓冲器应当大到足以保持抵得上数据样本的、包括所有可能保护长度的多于两个OFDM码元。通过码元同步算法而控制rx_in读取指针rx_in_rd，并且，应当指向当前OFDM码元的开始点。如在图4中绘出的，从用于码元1和码元2的输入信号流中提取两个2N点。众所周知，可在一个复数输入FFT的代价下执行两个2N点实数输入FFT。一次处理两个OFDM码元，以在无I/Q解调器/生成器部分54所需的密集处理的情况下产生I/Q。
图5中图解了通过添加更多接收器路径的、作为SISO的扩展的MIMOOFDM接收器。取决于所需计算量，每个接收器路径需要独立的一组RF天线11和模拟前端电路、以及相同或独立的侧频带数字信号处理器中的独立的信号处理信道。来自多个前端信号处理块10的前端处理的信号在90处被组合，并被作为到后端信号处理块20的单个输入而提供。每个接收器信号处理信道必须执行独立的定时同步、频率偏移估计、校正、以及信道估计。图1-3的SISO DVB-T接收器在存在可被建模为瑞利衰减的NLOS(No Line Of Sight-无视线)无线电信道的情况下不良地执行。通过从多个接收器分支相干地组合所接收的信号，而得到图5的MIMO-OFDM接收器中的SNR/BER改善。
图6示出了利用接收器空间分集的MIMO-OFDM接收器的性能改善。将仿真设为64QAM模式、速率1/2、以及遵循ETSI EN 300 744 V.1.4.1(2001-01)的便携式瑞利衰减信道模型。该图示出了来自两个、三个和四个接收器天线的SNR(在其上，DVB-T接收器将能够实现QEF条件)改善。一般说来，更多的天线将在增加的接收器复杂度的代价下提供更佳的SNR改善。
从图6中示出的性能中，对于Ricean(瑞森)信道衰减情况，通过添加第二接收器，增益增加2.3dB，而再添加三个接收器，增益将增加5.2dB。除了所关联的增加的成本之外，添加多于两个接收器还存在另一个不理想的现象，即，天线的互耦。为了对天线去耦，需要将去耦网络添加到前端。因此，将主要由所加入的插入损耗而损失通过添加更多信道而实现的增益。如图7和8所示，将仅对具有相互正交的天线的接收器使用良好的折衷。
在图7中，由放大器92放大来自天线11A和11B的RF信号，并随后将其馈送到由数字信号处理器控制的移相器94中。移相器94将把输入波形移位由数字信号处理器确定的角度，使得来自两个天线的信号相干地组合。将经过移相的信号经由匹配电路96提供到A/D转换器14。
图8示出了两个天线11A和11B在手持设备100上的布置。正交地放置所述天线。
尽管已描述并详细图解了本公开，但应当清楚地理解，仅通过示意和例子的方式而做出公开，并且不应看作是限制的方式。本公开的范围仅受所附各项权利要求的限制。
交叉引用
此申请要求于2004年6月8日提交的美国临时专利申请序列号第60/577602号的权益，通过引用而将其合并于此。

Claims (11)

1、一种接收器，包括：
A/D转换器，用于将所接收的模拟信号转换为数字信号数据流，其中数字信号数据流包括由保护片段分隔的码元；
I/Q解调器，用于从数字信号数据流产生第一组复数I和Q分量；
保护片段长度检测器，其使用第一组I和Q分量；
提取器，用于从数字信号数据流中识别并移除所检测的长度的保护片段；以及
FFT解调器，用于解调数字信号数据流的码元，以产生第二组复数I和Q分量。
2、如权利要求1所述的接收器，其中，FFT解调器一次解调两个码元，以产生第二组复数I和Q分量。
3、如权利要求2所述的接收器，其中，FFT解调器以用于2K请求模式的4K模式、以及用于8K请求模式的16K模式中的一个操作。
4、如权利要求1所述的接收器，包括第一载波信号偏移估计器、以及第一码元同步信号生成器，至少在接收器的初始化阶段期间，第一载波信号偏移估计器、以及第一码元同步信号生成器各自使用第一组I和Q分量，以分别估计载波信号的偏移并调节A/D转换器，以及生成用于提取器的码元同步信号。
5、如权利要求4所述的接收器，其中，I/Q解调器、保护片段长度检测器、第一载波信号偏移估计器、以及第一码元同步信号生成器仅在接收器的初始化阶段期间操作。
6、如权利要求4所述的接收器，包括第二载波信号偏移估计器、以及第二码元同步信号生成器，至少在接收器的初始化阶段之后，第二载波信号偏移估计器、以及第二码元同步信号生成器各自使用来自FFT解调器的第二组I和Q分量，以分别估计载波信号的偏移并调节A/D转换器，以及生成用于提取器的码元同步信号。
7、如权利要求1所述的接收器，包括处理器，其被编程为作为I/Q解调器、保护片段长度检测器、提取器、以及FFT解调器而操作。
8、如权利要求1所述的接收器，其中，FFT解调器是正交频分多路复用解调器。
9、如权利要求1所述的接收器，其中，所述接收器是数字视频广播接收器。
10、如权利要求1所述的接收器，其中，所述接收器包括至少两个天线，其各自连接到相应的接收器前端和A/D转换器。
11、如权利要求10所述的接收器，其中，正交地放置所述至少两个天线，并且接收器前端包括移相器。
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