CN1859068A - 多天线通信系统的空时编码传输和接收方法 - Google Patents

Abstract

一种多天线通信系统的空时编码传输方法，包括步骤：将来自调制映射的复数信号分成多个信号组，对每组信号进行正交变换；把经过正交变换后的信号进行交织处理；每2组经过交织处理的信号用Alamouti格式传输。本发明的方法具有全速率、全分集、简单的线性解码算法的优点，使得其具有很高的频谱利用率，优异的传输性能以及简单的算法及实现。

Description

多天线通信系统的空时编码传输和接收方法

技术领域

本发明涉及多天线传输和接收(MIMO)通信技术领域，具体地说，本发明主要涉及2个传输天线的通信系统中的空间-时间编码传输和解码接收方法。

背景技术

MIMO技术被认为是现代通信技术的重大进展之一。MIMO技术可以简单地定义为在通信系统的发射端和接收端都装备有多个天线，其关键点是利用各个天线间独立的多径传输衰落来提高通信系统的容量和(或)可靠性，而多径传输衰落被传统地认为是有害于通信系统的。

在移动通信系统中的信号传输存在多径衰落，所接收到的信号能量大小是快速地变化的，因而在某一特定的时刻，当接收到的信号处于深衰落(信号的衰落程度很严重)时，信号的能量就很小以至于接收端无法正确地解调而导致解码错误。对于多天线传输系统，由于各个天线的多径衰落是统计独立的，因而从两个不同的传输天线到达接收端的信号同时处于深衰落的概率就小得多，空时编码就是利用多天线传输的这个性质来提高信号传输的可靠性。常用的空时编码技术包括空时格形码和空时分组码。

空时格形码具有最优的分集增益和编码增益，然而空时格形码的解码算法却很复杂，其复杂性随着传输速率的增加而指数增长，因而不适合于高阶调制。最早的一种简单的空时分组码是Alamouti格式，它是针对2个传输天线的，具有全速率、全分集、简单的线性解码算法的特点，被广泛应用于现代通信系统中。空时分组码也被推广到多于2个传输天线的情形，然而，这些推广格式中，有些不是全速率的，降低了数据的传输速率，有些却只能用最大似然(ML)算法进行解码，其复杂性也是随着传输速率的增加而指数增长。更进一步，已有的理论结果表明，Alamouti格式是复数调制中唯一的一种空时分组编码格式，同时具有全速率、全分集、简单的线性解码算法。

Alamouti格式如图11所示，在发射端有2个天线，在接收端可以有1个或者多个天线(图中所示为1个天线)。在连续的2个相邻传输时隙，2个天线同时传输2个信号。在第一个传输时隙，第一个天线传输信号c₀，同时第二个天线传输信号c₁；在第二个传输时隙，第一个天线传输信号c₁的共轭的相反数-c₁ ^*，同时第二个天线传输信号c₀的共轭c₀ ^*。在接收端，将接收到的2个信号进行最大比合并(MRB)，就得到更为可靠的传输信号c₀及c₁。

对于已有的空时分组编码格式，充分利用了各个天线间传输衰落的统计独立性而得到信号传输性能的提高。然而，在移动通信系统中，除了天线间衰落的独立性，在时间上，传输信道是变化的，也存在统计独立性，这种时间上的独立性也可以用来构造新的空时分组编码格式。在宽带的多径时延通信中，还存在着频率选择性，不同的频带上的传输衰落也是统计独立的，这种频率上的独立性同样可以用来构造新的空时分组编码格式。但是已有的空时分组编码没有充分利用这种时间和频率上的衰落独立性，使得其性能很难有进一步的提高。

实际上，在传统分集传输格式中，利用时间和频率上的衰落独立性是在时间或者频率上分别多次传输相同的信号，这样，它们同时处于深衰落的可能性就很小，从而提高了传输的可靠性。然而，这样的分集传输格式具有其固有的不足，那就是，其频谱利用率的降低，因为同一信号被多次地传输。频谱是不可再生的宝贵资源，如何利用有限的频谱传输更多的数据是现代通信的目的之一，因而在不降低频谱利用率的情况下构造新的传输格式具有重要的实际意义。

发明内容

本发明针对2个传输天线的通信系统，提出了一种新的空时分组编码传输和接收方法。

按照本发明的一方面，一种多天线通信系统的空时编码传输方法，包括步骤：

将来自调制映射的复数信号分成多个信号组，对每组信号进行正交变换；

把经过正交变换后的信号进行交织处理；

每2组经过交织处理的信号用Alamouti格式传输。

按照本发明的另一方面，一种多天线通信系统的空时编码接收方法，包括步骤：

对接收到的符号，按照Alamouti方式进行最大比合并；

对经过最大比合并的信号进行解交织；

对解交织的信号进行正交反变换；

对经过正交反变换的信号进行解调制映射。

本发明的方法具有全速率、全分集、简单的线性解码算法的优点，使得其具有很高的频谱利用率，优异的传输性能以及简单的算法及实现。

附图说明

图1是本发明的发射端结构图；

图2是本发明的交织和发射结构图解；

图3是本发明的接收端线性解码结构图；

图4是本发明的接收端最大似然解码结构图；

图5是本发明的l×l正交变换发射端结构图；

图6是2l个符号的交织和发射图解；

图7是本发明的l×l正交变换接收端线性解码结构图；

图8是本发明的l×l正交变换接收端最大似然解码结构图；

图9是本发明的2×2正交变换频域交织和发射结构图解；

图10是本发明的l×l正交变换频域交织和发射结构图解；

图11是Almouti传输格式的结构图。

具体实施方式

本发明利用移动通信系统中传输信号在时间上的统计独立性，宽带的多径时延通信系统中在频率域上的统计独立性，结合Alamouti格式，正交变换和交织技术，提出了在发射端有2个传输天线的空时分组编码格式，接收端可以是1个或多个接收天线。为了叙述的简便起见，本发明的描述以1个接收天线为例进行，多于1个接收天线的编码及解码格式可以很容易得到。

以2阶的正交变换为例，本发明的传输结构如图1所示，首先对来自于调制映射的复数信号分成每2个信号一组，再把每组信号进行2×2的正交变换。然后把经过正交变换后的信号进行交织处理，使得2个连续的来自于同一个2×2正交变换的信号在时间上分开，其分开的距离应保持它们处于充分的相互独立的传输衰落中，对于快衰的信道，分开的距离可以短一些，对于慢衰的信道，分开的距离应当长一些。最后其经过交织处理的信号用Alamouti格式传输。

为了更加详细地描述本发明的编码格式，假设从调制映射出来的复数信号流为c₀，c₁，c₂，c₃，……，并应用一个简单的2×2的正交变换矩阵为

$O=\left[\begin{array}{cc}\frac{\sqrt{2}}{2}& \frac{1}{2}-\frac{1}{2}j\\ \frac{\sqrt{2}}{2}& -\frac{1}{2}+\frac{1}{2}j\end{array}\right]---\left(1\right)$

那么，经过正交变换的信号可以表示为

$\left[\begin{array}{c}{r}_0\\ r_1\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\frac{\sqrt{2}}{2}& \frac{1}{2}-\frac{1}{2}j\\ \frac{\sqrt{2}}{2}& -\frac{1}{2}+\frac{1}{2}j\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{c}_0\\ c_1\end{array}\right]---\left(2\right)$

及

$\left[\begin{array}{c}{r}_2\\ r_3\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\frac{\sqrt{2}}{2}& \frac{1}{2}-\frac{1}{2}j\\ \frac{\sqrt{2}}{2}& -\frac{1}{2}+\frac{1}{2}j\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{c}_2\\ c_3\end{array}\right]---\left(3\right)$

这里 $j=\sqrt{-1}$ 是纯虚数单位。然后，如图2所示，r₀，r₁，r₂和r₃经过交织后，r₀，r₂和r₁，r₃分别应用Alamouti格式发射出去。其中r₀，r₂和r₁，r₃在不同的时刻传输，使得它们的传输衰落是统计独立的。

假设当r₀和-r₂ ^*被天线0传输时接收端和发射端的衰落系数为h₀，当r₂和r₀ ^*被天线1传输时接收端和发射端的衰落系数为h₁，当r₁和-r₃ ^*被天线0传输时接收端和发射端的衰落系数为h₂，当r₃和r₁ ^*被天线1传输时接收端和发射端的衰落系数为h₃，则在这4个接收时刻，其接收到的信号为

                s₀＝h₀r₀+h₁r₂+n₀

                s₁＝h₁r₀ ^*-h₀r₂ ^*+n₁

                s₂＝h₂r₁+h₃r₃+n₂

                s₃＝h₃r₁ ^*-h₂r₃ ^*+n₃    (4)

其中n₀，n₁，n₃和n₃是加性高斯白噪声(AWGN)。从(2)，(3)和(4)我们可以看出，信号c₀，c₁，c₂和c₃同时经历了4个互相独立的衰落h₀，h₁，h₂和h₃，它们同时处于深衰落的可能性就很小，因而其分集增益得到提高。

另一方面，我们也可以看到，4个符号c₀，c₁，c₂和c₃在总共4个传输时隙被传输完毕，平均每个符号占用一个传隙时刻，因而本发明是一个全速率的编码格式，其频谱效率保持不变，和Alamouti格式一样。

本发明的接收端的结构如图3所示，其本质上是发射端结构的相反过程。当符号被接收后，按照Alamouti方式进行最大比合并，如下

${\tilde{s}}_0=h_0^{*}{s}_0+h_1{s}_1^{*}$

${\tilde{s}}_1=h_1^{*}{s}_0-h_0{s}_1^{*}$

${\tilde{s}}_2=h_2^{*}{s}_2+h_3{s}_3^{*}$

${\tilde{s}}_3=h_3^{*}{s}_2-h_2{s}_3^{*}$ (5)

把(4)代入(5)，我们可以很容易地得到

${\tilde{s}}_0=({\left|h_0\right|}^2+{\left|h_1\right|}^2)r_0+h_0^{*}{n}_0+h_1{n}_1^{*}$

${\tilde{s}}_1=({\left|h_0\right|}^2+{\left|h_1\right|}^2)r_2+h_1^{*}{n}_0-h_0{n}_1^{*}$

${\tilde{s}}_2=({\left|h_2\right|}^2+{\left|h_3\right|}^2)r_1+h_2^{*}{n}_2+h_3{n}_3^{*}$

${\tilde{s}}_3=({\left|h_2\right|}^2+{\left|h_3\right|}^2)r_3+h_3^{*}{n}_2-h_2{n}_3^{*}$ (6)

即可得

$r_0=\frac{{\tilde{s}}_0}{{\left|h_0\right|}^2+{\left|h_1\right|}^2}+\frac{-h_0^{*}{n}_0-h_1{n}_1^{*}}{{\left|h_0\right|}^2+{\left|h_1\right|}^2}$

$r_2=\frac{{\tilde{s}}_1}{{\left|h_0\right|}^2+{\left|h_1\right|}^2}+\frac{-h_1^{*}{n}_0+h_0{n}_1^{*}}{{\left|h_0\right|}^2+{\left|h_1\right|}^2}$

$r_1=\frac{{\tilde{s}}_2}{{\left|h_2\right|}^2+{\left|h_3\right|}^2}+\frac{-h_2^{*}{n}_2-h_3{n}_3^{*}}{{\left|h_2\right|}^2+{\left|h_3\right|}^2}$

$r_3=\frac{{\tilde{s}}_3}{{\left|h_2\right|}^2+{\left|h_3\right|}^2}+\frac{-h_3^{*}{n}_2+h_2{n}_3^{*}}{{\left|h_2\right|}^2+{\left|h_3\right|}^2}$ (7)

由于正交变换的反变换就是其共轭转置变换，根据(2)和(3)，我们可以得到

$\left[\begin{array}{c}{c}_0\\ c_1\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\frac{\sqrt{2}}{2}& \frac{\sqrt{2}}{2}\\ \frac{1}{2}+\frac{1}{2}j& -\frac{1}{2}-\frac{1}{2}j\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{r}_0\\ r_1\end{array}\right]---\left(8\right)$

和

$\left[\begin{array}{c}{c}_2\\ c_3\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\frac{\sqrt{2}}{2}& \frac{\sqrt{2}}{2}\\ \frac{1}{2}+\frac{1}{2}j& -\frac{1}{2}-\frac{1}{2}j\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{r}_2\\ r_3\end{array}\right]---\left(9\right)$

把(5)和(7)代入(8)和(9)，就得到

$c_0=\frac{\sqrt{2}}{2}\·\frac{h_0^{*}{s}_0+h_1{s}_1^{*}}{{\left|h_0\right|}^2+{\left|h_1\right|}^2}+\frac{\sqrt{2}}{2}\·\frac{h_2^{*}{s}_2+h_3{s}_3^{*}}{{\left|h_2\right|}^2+{\left|h_3\right|}^2}+$

$\frac{\sqrt{2}}{2}\·\frac{-h_0^{*}{n}_0-h_1{n}_1^{*}}{{\left|h_0\right|}^2+{\left|h_1\right|}^2}+\frac{\sqrt{2}}{2}\·\frac{-h_2^{*}{n}_2-h_3{n}_3^{*}}{{\left|h_2\right|}^2+{\left|h_3\right|}^2}$ (10)

$c_1=(\frac{1}{2}+\frac{1}{2}j)\·\frac{h_0^{*}{s}_0+h_1{s}_1^{*}}{{\left|h_0\right|}^2+{\left|h_1\right|}^2}+(-\frac{1}{2}-\frac{1}{2}j)\·\frac{h_2^{*}{s}_2+h_3{s}_3^{*}}{{\left|h_2\right|}^2+{\left|h_3\right|}^2}+$

$(\frac{1}{2}+\frac{1}{2}j)\·\frac{-h_0^{*}{n}_0-h_1{n}_1^{*}}{{\left|h_0\right|}^2+{\left|h_1\right|}^2}+(-\frac{1}{2}-\frac{1}{2}j)\·\frac{-h_2^{*}{n}_2-h_3{n}_3^{*}}{{\left|h_2\right|}^2+{\left|h_3\right|}^2}$ (11)

$c_2=\frac{\sqrt{2}}{2}\·\frac{h_1^{*}{s}_0-h_0{s}_1^{*}}{{\left|h_0\right|}^2+{\left|h_1\right|}^2}+\frac{\sqrt{2}}{2}\·\frac{h_3^{*}{s}_2-h_2{s}_3^{*}}{{\left|h_2\right|}^2+{\left|h_3\right|}^2}+$

$\frac{\sqrt{2}}{2}\·\frac{-h_1^{*}{n}_0+h_0{n}_1^{*}}{{\left|h_0\right|}^2+{\left|h_1\right|}^2}+\frac{\sqrt{2}}{2}\·\frac{-h_3^{*}{n}_2+h_2{n}_3^{*}}{{\left|h_2\right|}^2+{\left|h_3\right|}^2}$ (12)

$c_3=(\frac{1}{2}+\frac{1}{2}j)\·\frac{h_1^{*}{s}_0-h_0{s}_1^{*}}{{\left|h_0\right|}^2+{\left|h_1\right|}^2}+(-\frac{1}{2}-\frac{1}{2}j)\·\frac{h_3^{*}{s}_2-h_2{s}_3^{*}}{{\left|h_2\right|}^2+{\left|h_3\right|}^2}+$

$(\frac{1}{2}+\frac{1}{2}j)\·\frac{-h_1^{*}{n}_0+h_0{n}_1^{*}}{{\left|h_0\right|}^2+{\left|h_1\right|}^2}+(-\frac{1}{2}-\frac{1}{2}j)\·\frac{-h_3^{*}{n}_2+h_2{n}_3^{*}}{{\left|h_2\right|}^2+{\left|h_3\right|}^2}$ (13)

从(10)，(11)，(12)和(13)我们可以清楚地看到，其解码符号c₀，c₁，c₂和c₃是接收到的符号s₀，s₁ ^*，s₂和s₃ ^*的线性组合，是一种简单的线性解码格式，保持了接收端的简单性。更进一步，这种线性解码格式可以表示成更加简单明了的矩阵形式

$\left[\begin{array}{c}{c}_0\\ c_1\\ c_2\\ c_3\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccc}{d}_{00}& d_{01}& d_{02}& d_{03}\\ d_{10}& d_{11}& d_{12}& d_{13}\\ d_{20}& d_{21}& d_{22}& d_{23}\\ d_{30}& d_{31}& d_{32}& d_{33}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{s}_0\\ s_1^{*}\\ s_2\\ s_3^{*}\end{array}\right]---\left(14\right)$

其中

$d_{00}=\frac{{\sqrt{2}h}_0^{*}}{2({\left|h_0\right|}^2+{\left|h_1\right|}^2)},d_{01}=\frac{\sqrt{2}{h}_1}{2({\left|h_0\right|}^2+|h_1{|}^2)},d_{02}=\frac{{\sqrt{2}h}_2^{*}}{2({\left|h_2\right|}^2+{\left|h_3\right|}^2)}$

$d_{03}=\frac{\sqrt{2}{h}_3}{2({\left|h_2\right|}^2+|h_3{|}^2)},d_{10}=(\frac{1}{2}+\frac{1}{2}j)\·\frac{h_0^{*}}{{\left|h_0\right|}^2+{\left|h_1\right|}^2}$

$d_{11}=(\frac{1}{2}+\frac{1}{2}j)\·\frac{h_1}{{\left|h_0\right|}^2+|h_1{|}^2},d_{12}=(-\frac{1}{2}-\frac{1}{2}j)\·\frac{h_2^{*}}{{\left|h_2\right|}^2+{\left|h_3\right|}^2}$

$d_{13}=(-\frac{1}{2}-\frac{1}{2}j)\·\frac{h_3}{{\left|h_2\right|}^2+|h_3{|}^2},d_{20}=\frac{\sqrt{2}{h}_1^{*}}{2({\left|h_0\right|}^2+{\left|h_1\right|}^2)}$

$d_{21}=\frac{{-\sqrt{2}h}_0}{2({\left|h_0\right|}^2+{\left|h_1\right|}^2)},d_{22}=\frac{\sqrt{2}{h}_3^{*}}{2({\left|h_2\right|}^2+|h_3{|}^2)},d_{23}=\frac{-{\sqrt{2}h}_2}{2({\left|h_2\right|}^2+{\left|h_3\right|}^2)}$

$d_{30}=(\frac{1}{2}+\frac{1}{2}j)\·\frac{h_1^{*}}{{\left|h_0\right|}^2+|h_1{|}^2},d_{31}=-(\frac{1}{2}+\frac{1}{2}j)\·\frac{h_0}{{\left|h_0\right|}^2+{\left|h_1\right|}^2}$

$d_{32}=(-\frac{1}{2}-\frac{1}{2}j)\·\frac{h_3^{*}}{{\left|h_2\right|}^2+|h_3{|}^2},d_{33}=-(-\frac{1}{2}-\frac{1}{2}j)\·\frac{h_2}{{\left|h_2\right|}^2+{\left|h_3\right|}^2}$

以上所描述的解码结构及算法应用了正交变换的反变换就是其共轭转置变换的性质，使得整个解码过程是线性的，保持了解码结构及算法的简单性。为了得到更多的分集增益，在接收端也可以应用最优的最大似然检测算法，从而2阶的空间分集和2阶的调制分集可以同时得到，其总共的分集增益是4阶。但这样额外增益获得的代价是提高了解码复杂性。当接收端应用最大似然检测解码算法时，图3的正交反变换模块就被最大似然检测所代替，如图4所示。

假定C是所有可能的符号对c＝[c₀ c₁]的集合，并把(2)的正交变换矩阵记为O，并记Alamouti组合为

${\hat{s}}_0=(h_0^{*}{s}_0+h_1{s}_1^{*})$

${\hat{s}}_1=(h_1^{*}{s}_0-h_0{s}_1^{*})$

${\hat{s}}_2=(h_2^{*}{s}_2+h_3{s}_3^{*})$

${\hat{s}}_3=(h_3^{*}{s}_2-h_2{s}_3^{*})$ (15)

则c₀和c₁的最大似然检测为

$\hat{c}=\underset{\hat{c}\∈C}{\min }{\left|\right|\left[\begin{array}{cc}{\hat{s}}_0& {\hat{s}}_2\end{array}\right]-\left[\begin{array}{cc}{\left|h_0\right|}^2+{\left|h_1\right|}^2& {\left|h_2\right|}^2+{\left|h_3\right|}^2\end{array}\right]\·\left(O\hat{c}\right)\left|\right|}^2---\left(16\right)$

其中·表示向量的点乘。c₂和c₃的最大似然检测可以很容易地类似得到。

本发明还包括利用更高阶的正交变换来更进一步提高传输增益。下面将描述大于2×2的正交变换的传输格式，用于传输偶数个符号，其基本的发射结构和图1类似，只是正交变换对大于2的复数符号序列分别进行相应阶的正交变换，如图5所表示。

假定c₀，c₁，…，c_l-1，c_l，c_l+1，…，c_2l-1是一个长度为2l的来自于调制映射的复数符号序列，O_l是l×l的正交变换矩阵。首先，对其进行正交变换

$\left[\begin{array}{c}{r}_0\\ \·\\ \·\\ \·\\ r_{l-1}\end{array}\right]=O_l\left[\begin{array}{c}{c}_0\\ \·\\ \·\\ \·\\ c_{l-1}\end{array}\right]---\left(17\right)$

$\left[\begin{array}{c}{r}_l\\ \·\\ \·\\ \·\\ r_{2l-1}\end{array}\right]=O_l\left[\begin{array}{c}{c}_l\\ \·\\ \·\\ \·\\ c_{2l-1}\end{array}\right]---\left(18\right)$

也就是说，r₀，…，r_l-1是c₀，…，c_l-1的一个正交线性组合，而r_l，…，r_2l-1是c_l，…，c_2l-1的一个正交线性组合。然后，如图6所示，对复数符号对r₀和r_l，r₁和r_l+1，，…，r_l-1和r_2l-1以Alamouti方式分别在发射端的2个天线上传输，其中每一对符号传输之间的时间间隔使得它们的衰落是彼此统计独立的，对于快衰的信道，分开的距离可以短一些，对于慢衰的信道，分开的距离应当长一些。

从本发明的传输格式可以很容易的看出，2l个符号c₀，…，c_2l-1在总共2l个传输时隙被传输完毕，平均每个符号占用一个传输时隙，因而这是一个全速率的格式。并且，每一个符号c₀，…，c_2l-1都经历了2l个彼此独立的衰落h₀，…，h_2l-1，而这2l独立的衰落同时都处于深衰落的概率就非常小，所以随着l的增加，可以得到越来越多的分集增益。

同样地，对于本发明的l×l正交变换的解码结构也是其传输格式的相反过程，和图3类似，只是其相应的2×2正交反变换用l×l正交反变换替换，其接收端的线性解码结构如图7所示。而最大似然解码结构和图4类似，其检测是基于所有可能的l元符号组合检测的，结构如图8所示。

除了在移动通信系统中时间上存在传输衰落的统计独立性，在宽带的多径时延通信系统中，频率上也存在传输衰落的统计独立性，所以在本发明中，还包括在频域上的交织传输格式，以利用频率上衰落的独立性来得到分集增益。其发射结构和编码算法以及接收结构和解码算法和前面所描述的时间上的一样，只是其交织过程在频域上进行。

如图9所示，对于2×2的正交变换，r₀和r₂在2个传输时隙内用2个天线以Alamouti方式传输出去，而在同样的2个传输时隙内，r₁和r₃也以Alamouti方式传输出去，但在不同的频率域上。传输r₀和r₂的频率和传输r₁和r₃的频率分开，使得它们经历独立的传输衰落，这样，就可以获得频率上的分集增益。

l×l的正交变换的频率域交织传输格式如图10所示，符号对r₀和r_l，r₁和r_l+1，，…，r_l-1和r_2l-1在同样的2个传输时隙内分别以Alamouti方式在发射端的2个天线上同时传输，只是它们在不同的频率上。频率上的分离使得它们彼此之间的传输衰落是统计独立的，这样，随着l的增加，其在频率上的分集增益得到不断提高。

由于受实际通信系统的最大容忍时间延迟及有限的传输带宽的限制，所以无论是时间上还是在频率上，应用交织技术时，有时不能保证完全的独立传输衰落，本发明对于这种情况仍然可以应用，只是得到的分集增益有所减少。

本发明提出了一种在发射端有2个天线的通信系统的空时编码传输和接收方法以及其相应的装置，具有如下特点。

1.是一种全速率的传输方法，具有和Alamouti格式一样的频谱利用率。

2.具有非常简单的线性解码算法，使得在接收端有简单的解码结构。

3.在相同的条件下，具有比Alamouti格式更好的表现性能。通过仿真表明，在误比特率为万分之一时，本发明的方法在用2阶正交变换时比Alamouti格式有1.5dB的增益。

4.当正交变换的阶数逐渐增加时，本发明的传输方法所获得的增益也逐渐提高。通过仿真表明，在误比特率为万分之一时，正交变换的阶数为64的表现性能几乎和只存在高斯噪声的通信传输表现性能一样，比Alamouti格式有7.0dB的增益。

5.当在接收端应用最大似然检测算法时，本发明的传输方法所获得的增益得到更进一步的提高。通过仿真表明，在误比特率为万分之一时，正交变换的阶数为2的表现性能比Alamouti格式有6.0dB的增益。

6.通过仿真表明，即使分开传输的Alamouti块之间存在部分传输衰落相关，也就是说，它们之间的传输衰落不是完全独立的，也可以获得部分增益。

7.本发明的传输方法还可以很容易地应用于在接收端有多于一个天线的情况，使得其获得的增益更为显著。

8.本发明的传输方法还是和标准相容的。已有许多通信标准采纳了Alamouti格式，经过简单的修改，本发明的传输格式可以很容易地应用于这些通信标准中。

Claims (27)

1.一种多天线通信系统的空时编码传输方法，包括步骤：

将来自调制映射的复数信号分成多个信号组，对每组信号进行正交变换；

把经过正交变换后的信号进行交织处理；

每2组经过交织处理的信号用Alamouti格式传输。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于所述交织处理包括：

连续的来自同一个正交变换的信号在时间上分开，分开的距离应保持它们处于尽可能相互独立的传输衰落中，对于快衰的信道，分开的距离可以短一些，对于慢衰的信道，分开的距离应当长一些。

3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于所述的正交变换是2阶。

4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于所述正交变换矩阵是

$\left[\begin{array}{cc}\frac{\sqrt{2}}{2}& \frac{1}{2}-\frac{1}{2}j\\ \frac{\sqrt{2}}{2}& -\frac{1}{2}+\frac{1}{2}j\end{array}\right].$

5.根据权利要求3所述的方法，其特征在于所述正交变换矩阵是

$\left[\begin{array}{cc}\frac{\sqrt{2}}{2}& \frac{1}{2}+\frac{1}{2}j\\ \frac{\sqrt{2}}{2}& -\frac{1}{2}-\frac{1}{2}j\end{array}\right].$

6.根据权利要求3所述的方法，其特征在于所述正交变换矩阵是

$\left[\begin{array}{cc}\frac{\sqrt{2}}{2}& \frac{\sqrt{2}}{2}\\ \frac{\sqrt{2}}{2}& -\frac{\sqrt{2}}{2}\end{array}\right].$

7.根据权利要求3所述的方法，其特征在于所述正交变换矩阵是

$\left[\begin{array}{cc}\frac{\sqrt{2}}{2}& \frac{\sqrt{2}}{2}j\\ \frac{\sqrt{2}}{2}& -\frac{\sqrt{2}}{2}j\end{array}\right].$

8.根据权利要求1所述的方法，其特征在于所述正交变换大于2阶。

9.根据权利要求1所述的方法，其特征在于所述正交变换是快速傅立叶变换或离散傅立叶变换或离散余弦变换。

10.根据权利要求1所述的方法，其特征在于所述交织是在时间上分开传输多个连续的来自于同一正交变换模块的符号。

11.根据权利要求1所述的方法，其特征在于所述交织是在频率上分开传输多个连续的来自于同一正交变换模块的符号。

12.一种多天线通信系统的空时编码接收方法，包括步骤：

对接收到的符号，按照Alamouti方式进行最大比合并；

对经过最大比合并的信号进行解交织；

对解交织的信号进行正交反变换；

对经过正交反变换的信号进行解调制映射。

13.根据权利要求12所述的方法，其特征在于所述正交反变换是2阶。

14.根据权利要求13所述的方法，其特征在于所述正交反变换矩阵是

$\left[\begin{array}{cc}\frac{\sqrt{2}}{2}& \frac{\sqrt{2}}{2}\\ \frac{1}{2}+\frac{1}{2}j& -\frac{1}{2}-\frac{1}{2}j\end{array}\right].$

15.根据权利要求13所述的方法，其特征在于所述正交反变换矩阵是

$\left[\begin{array}{cc}\frac{\sqrt{2}}{2}& \frac{\sqrt{2}}{2}\\ \frac{1}{2}-\frac{1}{2}j& -\frac{1}{2}+\frac{1}{2}j\end{array}\right].$

16.根据权利要求13所述的方法，其特征在于所述正交反变换矩阵是

$\left[\begin{array}{cc}\frac{\sqrt{2}}{2}& \frac{\sqrt{2}}{2}\\ \frac{\sqrt{2}}{2}& -\frac{\sqrt{2}}{2}\end{array}\right].$

17.根据权利要求13所述的方法，其特征在于所述正交反变换矩阵是

$\left[\begin{array}{cc}\frac{\sqrt{2}}{2}& \frac{\sqrt{2}}{2}\\ -\frac{\sqrt{2}}{2}j& \frac{\sqrt{2}}{2}j\end{array}\right].$

18.根据权利要求12所述的方法，其特征在于当所有的分开传输的符号都接收后，在时间上进行解交织。

19.根据权利要求12所述的方法，其特征在于在频率域上进行解交织。

20.根据权利要求12所述的方法，其特征在于正交反变换大于2阶，且和发射端正交变换的阶数相等。

21.根据权利要求12所述的方法，其特征在于正交变换是相应阶数的快速傅立叶反变换或离散傅立叶反变换或离散余弦反变换。

22.根据权利要求12所述的方法，其特征在于所述正交反变换为最大似然检测。

23.根据权利要求22所述的方法，其特征在于所述最大似然检测是基于所有可能的符号对检测的。

24.根据权利要求22所述的方法，其特征在于所述最大似然检测是基于所有可能的l元符号组合检测的。

25.一种多天线通信系统的空时编码传输装置，包括：

正交变换模块，将来自调制映射的复数信号分成多个信号组，对每组信号进行正交变换；

交织模块，把经过正交变换后的信号进行交织处理；

Alamouti传输模块，将每2组经过交织处理的信号用Alamouti格式传输。

26.一种多天线通信系统的空时编码接收装置，包括：

Alamouti解码模块，对接收到的符号，按照Alamouti方式进行最大比合并；

解交织模块，对经过最大比合并的信号进行解交织；

正交反变换模块，对解交织的信号进行正交反变换；

调制解调映射模块，对经过正交反变换的信号进行解调制映射。

27.根据权利要求26所述的装置，其特征在于还包括：接收端有至少一个天线。

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