CN1838515A - 调整电源转换的双斜率适应性频率控制器 - Google Patents

Abstract

一种调整电源转换的双斜率适应性频率控制器，使电源转换器能根据负载装置的负载状态来调整工作频率，是通过误差电压输入一转换电路控制储能电容充放电电流的大小，来控制电容电压周期的长短，从而达到控制门脉冲频率的目的。

Description

调整电源转换的双斜率适应性频率控制器

技术领域

本发明涉及一种调整电源转换的频率控制器，尤其涉及一种调整电源转换的双斜率适应性频率控制器

背景技术

在图1所示的电源供应器2电路中，电源转换器(Power Converter)4用来接收外部的输入电压Vin，并提供输出电压Vo到负载装置6，反馈控制电路8可根据输出电压Vo的电位大小来输出适当的门脉冲(Gate Pulse)到电源转换器4的操作，从而提供较大或较小的功率到负载装置6。例如，当负载装置6为大负载时，反馈控制电路8可让电源转换器4提供较大功率的输出，以提供系统的需求；当负载装置6为小负载时，反馈控制电路8可让电源转换器4提供较小功率的输出，以节省功率的消耗。其中，电源转换器4可视不同规格需求而使用如降压式转换器(Buck Converter)，升压式转换器(Boost Converter)、返驰式转换器(Flyback Converter)或顺向转换器(Forward Converter)等不同电路，反馈控制电路8则大多使用脉冲带宽调变(Pulse Width Modulation；PWM)的方式以调整电源转换器4的工作。由上述可知，反馈控制电路8如何依据负载装置6的负载状态而动态地调整电源转换器4的功率输出，将是影响电源供应器2的输出效率的重要因素。

如图2所示，图2为现有反馈控制电路8的框图，包括误差放大器(ErrorAmplifier)11、参考电压产生器12、比较器13、振荡器14、SR型触发器15、门驱动器(Gate Drive)16、和反馈补偿电路17、18。

现有反馈控制电路8的工作原理参照图3的时序图配合说明如下：当输出电压Vo经过反馈补偿电路18而输入到误差放大器11的正端，误差放大器11将输出电压Vo与参考电压产生器12所产生的参考电压(Vref)进行比较，并产生误差电压Ve输出到反馈补偿电路17和比较器13的正端。其中，反馈补偿电路17、18是由电阻与电容所组成的电路，其目的是稳定现有反馈控制电路8的工作。

比较器13将误差电压(Ve)与开关芯片(未示出)的开关电流CS的电压进行比较以产生复位信号(Reset)输出到SR型触发器15。如果误差电压(Ve)小于开关芯片的开关电流CS的电压，则复位信号(Reset)为低电位，门脉冲(Gate Pulse)为低电位；当误差电压(Ve)大于开关芯片的开关电流(CS)的电压时，则复位信号(Reset)为高电位，门脉冲(Gate Pulse)的电位由振荡器14的振荡输出信号(CLKOUT)决定。另一方面，振荡器14所产生的振荡输出信号(CLKOUT)将周期性地使门脉冲(Gate Pulse)恢复为高电位。

因此，门脉冲(Gate Pulse)的脉冲宽度将决定电源转换器4的输出功率，然而，振荡输出信号(CLKOUT)的频率固定，导致电源转换器4的工作频率的门脉冲(Gate Pulse)的频率也是固定的，而固定的门脉冲(Gate Pulse)将使得电源转换器4在轻负载或无负载时的固定损耗仍然很高，无法满足节省能源的要求。

发明内容

综上所述，本发明的主要目的在于提供一种双斜率适应性频率控制器，使电源转换器能根据负载装置的负载状态而调整工作频率。

为实现上述目的，本发明是通过误差电压Ve输入一转换电路控制储能电容充放电电流的大小，来控制电容电压Vramp周期的长短，以达到控制门脉冲(Gate Pulse)频率的目的。

本发明所提供的调整电源转换的双斜率适应性频率控制器包括一储能电容，用来进行充放电；第一充电电流源，连接第一切换开关到储能电容；第一放电电流源，连接第二切换开关到储能电容；第二充电电流源，连接第三切换开关到储能电容；第二放电电流源，连接第四切换开关到储能电容；一转换电路，用来输入一误差电压Ve而输出对应的转换讯号到充电电流源；一控制器电路，用来输入一电容电压、一高电压参考电位、一低电压参考电位，并输出一控制信号和一输出脉冲；如上所述，通过该控制信号对第一充电电流源、第一放电电流源、第二充电电流源、第二放电电流源控制一储能电容充放电电流的大小，来控制该电容电压周期的长短，以达到控制一门脉冲的频率。

附图说明

图1为根据现有技术电源供应电路的示意图；

图2所示为根据现有技术反馈控制电路的框图；

图3所示为根据现有技术反馈控制电路工作的时序图；

图4所示为本发明的双斜率适应性频率控制器框图；

图5所示为本发明的振荡周期与四个切换开关工作的示意图；

图6所示为本发明的双斜率适应性频率控制器电路图；

图7所示为本发明的振荡周期与四个切换开关的时序图；

图8所示为本发明的双斜率适应性频率控制器电路工作的时序图；

图9所示为本发明的双斜率适应性频率控制器的第一实施例电路图；

图9-1所示为本发明第一实施例中误差电压(Ve)与充电电流(Ic2)关系图；

图9-2所示为本发明第一实施例中误差电压(Ve)与储能电容充电时间(Tc2)关系图；

图9-3所示为本发明第一实施例中误差电压(Ve)与工作频率(f)关系图；

图10所示为本发明的双斜率适应性频率控制器的第二实施例电路图；

图10-1所示为本发明第二实施例中误差电压(Ve)与充电电流(Ic2)关系图；

图10-2所示为本发明第二实施例中误差电压(Ve)与储能电容充电时间(Tc2)关系图；

图10-3所示为本发明的第二实施例中误差电压(Ve)与工作频率(f)关系图；和

图11所示为本发明的双斜率适应性频率控制器的第三实施例电路图。

附图中主要部分参考标记说明

2：电源供应器

4：电源转换器(Power Converter)

6：负载装置

8：反馈控制电路

11：误差放大器(Error Amplifier)

12：参考电压产生器

13：比较器

14：振荡器

15：SR型触发器

16：门驱动器(Gate Drive)

17、18：反馈补偿电路

41：第一充电电流源(Ic1)

411：第一切换开关(SW1)

42：第一放电电流源(Id1)

421：第二切换开关(SW2)

43：第二充电电流源(Ic2)

431：第三切换开关(SW3)

44：第二放电电流源(Id2)

441：第四切换开关(SW4)

45：储能电容

46：控制器电路

47：充放电电路

48：转换电路

61：比较器

62：T型触发器

63：第一反相器

64：第二反相器

65：脉冲产生器

90：转换电路

100：转换电路

111：第一转换电路

112：第二转换电路

113：第三转换电路

114：第四转换电路

具体实施方式

参照4所示，为本发明的双斜率适应性频率控制器框图，其中，双斜率适应性频率控制器40包括四组电流源：第一充电电流源(Ic1)41、第一放电电流源(Id1)42、第二充电电流源(Ic2)43、第二放电电流源(Id2)44、和四组电流控制开关：第一切换开关(SW1)411、第二切换开关(SW2)421、第三切换开关(SW3)431、第四切换开关(SW4)441、储能电容45、控制器电路46、充放电电路47和转换电路48。

其中，储能电容45，用来进行充放电；第一充电电流源(Ic1)41连接第一切换开关(SW1)411到该储能电容45；第一放电电流源(Id1)42连接第二切换开关(SW2)421到该储能电容45；第二充电电流源(Ic2)43连接第三切换开关(SW3)431到该储能电容45；第二放电电流源(Id2)44连接第四切换开关(SW4)441到该储能电容45；转换电路48，用来根据一误差电压Ve的电压大小来输出对应的转换信号到第二充电电流源(Ic2)43，以调整第二充电电流源(Ic2)43所输入的充电电流，并依据开关电流CS的电压输出一复位信号(Reset)到对应的切换开关(SW1～SW4)，同时上述转换电路48也可以一个或多个方式与任一电流源(41～44)连接，并非仅限于本发明的实施方式。

上述的控制器电路46，用来输入一电容电压(Vramp)、一高电压参考电位(VH)、一低电压参考电位(VL)，并输出一控制信号(第一和第二控制信号，详见以下说明)和一输出脉冲(CLKOUT)；本发明的主要特征在于通过该控制信号对第一充电电流源41、第一放电电流源42、第二充电电流源43、第二放电电流源44控制一储能电容45充放电电流的大小，来控制该电容电压(Vramp)周期的长短，以达到控制一门脉冲(Gate Pulse)的频率。

图5为本发明的振荡周期与四个切换开关工作的示意图，其中，本发明所提出的双斜率适应性频率控制器的振荡周期(T)＝Tc1+Td1+Tc2+Td2，当储能电容45第一次充电时(Tc1)，第一切换开关411导通，第二、三、四切换开关421、431、441关闭；当储能电容45第一次放电时(Td1)，第二切换开关421导通，第一、三、四切换开关411、431、441关闭；当储能电容45第二次充电时(Tc2)，第三切换开关431导通，第一、二、四切换开关411、421、441关闭；当储能电容45第二次放电时(Td2)，第四切换开关441导通，第一、二、三切换开关411、421、431关闭。

图6为本发明的双斜率适应性频率控制器电路图，其中，控制器电路46包括：比较器61、T型触发器62、第一反相器63、第二反相器64和脉冲产生器65。比较器61是由一个由负端电压参考电位(VH、VL)和正端电容充放电电压信号Vramp控制输出的，其中VH与VL的切换又由比较器61输出第一控制信号(CSL)所控制，当输出第一控制信号为HI时，比较器61负端参考电位由VH切换到VL，当输出信号(CSL)为LO时，比较器61负端参考电位由VL切换到VH；OUTB是为比较器61通过第一反相器63输出的第一反控制信号；T型触发器62是输入上述的第一控制信号，并由一个负缘触发后输出状态变为一第二控制信号(Qn+1＝Qn’)；此处的脉冲产生器65优选实施例是由一组负缘触发的脉冲产生器65输出脉冲CLKOUT，但并非用来限定本发明的范围；本控制器电路46是通过两组逻辑控制电路的输出控制信号CK1、CK2、CK3与CK4。CK1与CK2决定第一次电容充放电周期，CK3与CK4决定第二次电容充放电周期，CK1、CK2、CK3、CK4的致能由T型触发器62输出第二控制信号(Q)与通过第二反相器64输出第二反控制信号(QB)所决定。这里参考图7振荡周期与四个切换开关的时序图，分别具体说明电路工作情形如下：

储能电容45第一次充电时(Tc1)：当比较器61正端输入电容电压Vramp超过负端输入参考电位(VH)后，比较器61输出OUT状态变为状态为HI；T型触发器62输出不变，依旧维持LOW。CK1状态变为LO，CK2状态变为HI，储能电容45开始放电。同时比较器61负端参考电位由VH切换到VL。

当储能电容45第一次放电时(Td1)：在Tc1周期结束后，比较器61负端参考电位由VH切换到VL。当比较器61正端输入电容电压Vramp低于负端输入参考电位(VL)后，比较器61输出OUT再次状态变为为LO；触发T型触发器62，使其输出Q状态变为HI。因此CK2状态变为LO，CK3状态变为状态变为为HI。储能电容45再次充电，同时比较器61负端参考电位由VL切换到VH。

当储能电容45第二次充电时(Tc2)：当比较器61正端输入电容电压Vramp超过负端输入参考电位(VH)后，比较器61输出OUT状态变为HI；T型触发器62输出不变，依旧维持HI。CK3状态变为LO，CK4状态变为为HI，储能电容45开始放电。同时比较器61负端参考电位由VH切换到VL。

储能电容45第二次放电时(Td2)：在Tc2周期结束后，比较器61负端参考电位由VH切换到VL。当比较器61正端输入电容电压Vramp低于负端输入参考电位(VL)后，比较器61输出OUT再次状态变为为LO；触发T型触发器62，使其输出Q状态变为LO。此时触发负边缘触发脉冲产生器65输出一脉冲CLKOUT，致能下一个周期的开始。同时CK4状态变为为LO，CK1状态变为为HI。储能电容45再次充电，同时比较器61负端参考电位由VL切换到VH。

综上所述，如图8所示，为本发明的双斜率适应性频率控制器电路工作的时序图，误差电压Ve和开关电流CS的电压决定什么时候产生Reset信号，且两个电容电压信号Vramp周期决定一个CLKOUT致能脉冲，门脉冲(Gate Pulse)由Reset信号决定什么时候关闭，而由CLKOUT信号决定什么时候致能。

因此，本发明是通过误差电压Ve输入转换电路48控制储能电容45充放电电流的大小，来控制Vramp周期的长短，以达到控制门脉冲(Gate Pulse)频率的目的。图9为本发明的双斜率适应性频率控制器的第一实施例电路图，其中转换电路90和图6中转换电路48一样的另一实施例，转换电路90是通过一加法器来将误差电压Ve减去一定值电压Vc，并以其结果控制电压大小来输出对应的转换信号到第二充电电流源(Ic2)43，以调整第二充电电流源(Ic2)43所吸收的充电电流，因此，第二充电电流源(Ic2)43与误差电压Ve是一个函数关系，其中函数关系呈一次函数、二次函数、指数函数的对应，但并不是用来限定本发明的范畴，可视不同的应用，为任一相对曲线的函数关系。参照图9-1～图9-3的关系图，在高负载时，第二充电电流源(Ic2)43吸收最大电流I2对储能电容45进行充电，此时，振荡输出信号CLKOUT的频率为最高频率F2，充电周期为最小Tc2，1；当负载降到最低时，由第二充电电流源(Ic2)43吸收最小电流I1以对储能电容45进行充电，此时，振荡输出信号CLKOUT的频率为最低频率F1，充电周期为最大Tc2，2。

图10为本发明的双斜率适应性频率控制器的第二实施例电路图，其中转换电路100和图6中转换电路48一样的另一实施例，转换电路100是通过迟滞比较器进行实施，利用放大器的迟滞现象来降低比较器对误差电压Ve的灵敏度，当误差电压Ve大于较大电压V2或小于较小电压V1时，放大器的输出信号才致能第二充电电流源(Ic2)43的操作，如果误差电压Ve介于较大电压V2与小于较小电压V1时，比较器的输出信号不改变。参照图10-1～图10-3的关系图，在高负载时，第二充电电流源(Ic2)43吸收最大电流I2以对储能电容45进行充电，此时，振荡输出信号CLKOUT的频率为最高频率F2，充电周期为最小Tc2，1；当负载降到最低时，由第二充电电流源(Ic2)43吸收最小电流I1以对储能电容45进行充电，此时，振荡输出信号CLKOUT的频率为最低频率F1，充电周期为最大Tc2，2。

图11为本发明的双斜率适应性频率控制器的第三实施例电路图。如上所述的图6中转换电路48的又一实施例，区别在于，第一充电电流源(Ic1)41、第一放电电流源(Id1)42、第二充电电流源(Ic2)43、第二放电电流源(Id2)44分别连接第一转换电路111、第二转换电路112、第三转换电路113、第四转换电路114。其主要是分别通过各自的转换电路111～114以根据误差电压Ve的电压大小而输出所对应的转换信号到各自的电流源41～44，来各自调整电流源41～44所吸收的充电电流或放电电流，并依据开关电流CS的电压输出一复位信号(Reset)到对应的切换开关(SW1～SW4)，达到如上所述充放电的效果。

其中，第一转换电路111，是用来根据一误差电压Ve的电压大小而输出对应的转换信号到第一充电电流源(Ic1)41，以调整第一充电电流源(Ic1)41所吸收的充电电流，该第一充电电流源(Ic1)41连接第一切换开关411到该储能电容45，第一切换开关411决定第一次电容充电周期；第二转换电路112，是用来根据一误差电压Ve的电压大小而输出对应的转换信号到第一放电电流源(Id1)42，以调整第一放电电流源(Id1)42所释放的放电电流，该第一放电电流源(Id1)42连接第二切换开关421到该储能电容45，第二切换开关421决定第一次电容放电周期；第三转换电路113，是用来根据一误差电压Ve的电压大小而输出对应的转换信号到第二充电电流源(Ic2)43，以调整第二充电电流源(Ic2)43所吸收的充电电流，该第二充电电流源(Ic2)43连接第三切换开关431到该储能电容45，第三切换开关431决定第二次电容充电周期；第四转换电路114，是用来根据一误差电压Ve的电压大小而输出对应的转换信号到第二放电电流源(Id2)44，以调整第二放电电流源(Id2)44所释放的放电电流，该第二放电电流源(Id2)44连接第四切换开关441到该储能电容45，第四切换开关441决定第二次电容放电周期。

如上所述的内容，仅是本发明的优选实施例，并不是用来限定本发明的实施范围；即所有根据本发明申请专利范围所作的同等的修改和改进，都认为包含在本发明专利范围之内。

Claims (5)

1.一种调整电源转换的双斜率适应性频率控制器，包括：

一储能电容，用来进行充放电；

第一充电电流源，连接第一切换开关到该储能电容；

第一放电电流源，连接第二切换开关到该储能电容；

第二充电电流源，连接第三切换开关到该储能电容；

第二放电电流源，连接第四切换开关到该储能电容；

至少一转换电路，是用来根据误差电压的电压大小来输出对应的转换信号到上述的任一电流源，以调整该电流源所吸收的充电电流或放电电流；

一控制器电路，用来输入一电容电压、一高电压参考电位、一低电压参考电位，并输出一控制信号和一输出脉冲；

通过控制信号对第一充电电流源、第一放电电流源、第二充电电流源、第二放电电流源控制储能电容充放电电流的大小，来控制该电容电压周期的长短，以达到控制一门脉冲的频率。

2.根据权利要求1所述的调整电源转换的双斜率适应性频率控制器，其特征在于，所述多个切换开关通过一开关电流的电压输出一复位信号到对应的切换开关进行切换。

3.根据权利要求1所述的调整电源转换的双斜率适应性频率控制器，其特征在于，所述控制器电路进一步包括：

一比较器，用来输入电容电压、高电压参考电位、低电压参考电位，并输出一第一控制信号；

一触发器，输入第一控制信号，并由一个负边缘触发后输出状态变为一第二控制信号；

一第一反相器，输入第一控制信号，输出一第一反控制信号；

一第二反相器，输入第二控制信号，输出一第二反控制信号；和

一脉冲产生器，输入第二控制信号，输出该输出脉冲。

4.根据权利要求1所述的调整电源转换的双斜率适应性频率控制器，其特征在于，所述转换电路为一加法器。

5.根据权利要求1所述的调整电源转换的双斜率适应性频率控制器，其特征在于，所述转换电路为一迟滞比较器。

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