CN102044965A

CN102044965A - 一种脉宽调变稳压器ic及其电路

Info

Publication number: CN102044965A
Application number: CN2009101778866A
Authority: CN
Inventors: 林春敏; 刘格正
Original assignee: NIKESEN MICRO ELECTRONIC CO Ltd
Current assignee: NIKESEN MICRO ELECTRONIC CO Ltd; Niko Semiconductor Co Ltd
Priority date: 2009-10-14
Filing date: 2009-10-14
Publication date: 2011-05-04
Anticipated expiration: 2029-10-14
Also published as: CN102044965B

Abstract

本发明涉及一种脉宽调变稳压器IC及其电路，用以控制至少一开关的导通周期，以将一输入电压信号转换为一输出电压，根据本发明实施例，利用选定一接脚，此接脚用于接收异于输入电压信号的输入信号，且输入信号的持续时间与输入电压信号大致相同但波形不同，再利用一转换单元将此输入信号转变为一方波信号，最后再利用一脉宽调变控制器根据此方波信号产生脉宽调变驱动信号控制该开关的导通周期。利用本发明可灵活调整输入接脚，以达到在不增加IC的接脚数的情况下，借着调整IC内部或外部电路设计的方法，增加IC输入信号的种类。

Description

一种脉宽调变稳压器IC及其电路

技术领域

本发明涉及一种稳压器IC及其应用电路，尤针对一种脉宽调变稳压器IC及其电路。

背景技术

图1为一典型同步压降直流/直流转换电路(Synchronous Buck DC-to-DC converter circuit)的示意图。此直流/直流转换电路具有二个开关Q1，Q2串接于一输入端(即用以通入输入电压信号Vin)与一接地端G之间，并且交替导通。通过改变此二个开关Q1，Q2的导通周期(duty cycle)，即可调整输出电压Vo的准位。滤波电路由一电感L1与一电容C2所构成，连接至此二个开关Q1，Q2的接点以稳定输出电压Vo。

前述串接于输入端与接地端G的开关Q1，Q2多采用N型金氧半场效晶体管，以获致较低的导通耗损。不过，对于耦接至输入端的高压开关Q1而言，必须提供一电位高于输入电压信号Vin的驱动电压，方能驱动此高压开关Q1。

如图中所示，为了提供驱动高压开关Q1所需的电压，一个典型的方法就是利用一自举电容(bootstrap capacitor)C1垫高驱动电压的准位。如图中所示，自举电容C1的一端耦接至一电压供应端以接收一驱动电压信号Vcc，另一端耦接至低压开关Q2。当低压开关Q2被导通时，在电压供应端与接地端G之间构成一充电路径对自举电容C1充电，借以将自举电容C1的高压侧的电位提升至输入电压信号Vin之上，以驱动高压开关Q1。

此直流/直流转换电路具有一脉宽调变稳压器IC 11，以控制高压开关Q1与Q2的导通周期。此脉宽调变稳压器IC 11具有八个接脚，依序为HSD、BST、VIN、RAMP、FB、VCC、LSD、GND，其中，VIN接脚用以接收一个输入电压信号Vin，GND接脚为接地端，HSD接脚以及LSD接脚分别用以输出第一驱动信号HSD(High side drive)及第二驱动信号LSD(Low side drive)以驱动高压开关Q1与低压开关Q2，BST接脚用以接收一个Boost电压以驱动高压开关Q1，RAMP接脚用以接收一个锯齿波信号Vramp提供至脉宽调变稳压器IC 11，VCC接脚用以提供脉宽调变稳压器IC 11运作所需的驱动电源压，FB接脚用以接收一个来自同步压降直流/直流转换电路10的输出端的反馈信号Vfb以进行反馈控制。

直流/直流转换电路10包含一个由电阻R1、R2组成的分压电路，以及由电阻R4、电容C3、电阻R3以及齐纳二极管U3所组成的反馈电路。输出电压Vo经过分压电路与反馈电路转换产生反馈信号Vfb。

自举电容C1用来产生一电位高于输入端信号Vin的Boost电压。脉宽调变稳压器IC 11的RAMP接脚则是与一电容C4连接，通过对此电容C4交替充放电，以产生一个锯齿波信号Vramp至脉宽调变稳压器IC 11内部以供进行比较后提供脉宽调变(PWM)控制器产生第一及第二驱动信号HSD、LSD以调整晶体管开关Q1、Q2的导通周期。

在脉宽调变稳压器IC 11内部通常具有一误差放大器，用以比较反馈信号Vfb与一参考电压以进行电路的补偿与调整。此误差放大器的输出端需要连接一电容(图未示)以过滤反馈信号Vfb中不必要的噪声。此电容通常设置在脉宽调变稳压器IC 11的外部，并通过一COMP接脚(图未示)连接至脉宽调变稳压器IC 11。不过，此架构会导致接脚数量的增加，造成制作成本的提升，甚至会导致脉宽调变稳压器IC 11无法搭配现有的IC封装结构。另一方面，若将此电容设置于脉宽调变稳压器IC 11内部，则会导致IC尺寸增加，同时，设置于IC内的电容无法依据实际的需求进行调整，也会影响使用上的弹性。

发明内容

本发明提供一种脉宽调变稳压器IC及其电路设计。根据本发明脉宽调变稳压器IC的电路设计，则可空出额外的输入接脚以供其他输入信号使用。利用本发明的方法可灵活调整输入接脚的输入信号，以达到在不增加IC的接脚数的情况下，借着调整IC内部电路或外部电路设计的方法，以增加IC输入信号的种类。

根据本发明，提供一种稳压器IC，控制至少一开关的导通周期，以将一输入电压信号转换为一输出电压，其特征在于，包括：一接脚，用以接收一异于该输入电压信号的输入信号，该输入信号的持续时间与该输入电压信号位于高准位的时间大致相同，但波型不同；一转换单元，耦接该接脚，用以将该输入信号转换为一方波信号；以及一脉宽调变控制器，依据该方波信号产生至少一脉宽调变驱动信号控制该开关的导通周期。

根据本发明，提供一种脉宽调变同步压降直流/直流转换电路，接收一输入电压信号并产生一输出电压，其特征在于，包括：至少一开关，通过改变该开关的导通周期以调整该输出电压的准位；一稳压器IC，具有；一接脚，用以接收一异于该输入电压信号的输入信号，该输入信号的持续时间与该输入电压信号位于高准位的时间大致相同，但波型不同；一转换单元，耦接该接脚，用以将该输入信号转换为一方波信号；以及一脉宽调变控制器，依据该方波信号产生至少一脉宽调变驱动信号，以控制该开关的导通周期。

本案发明人提出本案的发明概念，本发明的机制与公知技术截然不同，并以提供一种脉宽调变稳压器IC及其电路设计，以促进产业升级。

以上的概述与接下来的详细说明及附图，皆是为了能进一步说明本发明为达成预定目的所采取的方式、手段及功效。而有关本发明的其他目的及优点，将在后续的说明及附图中加以阐述。

附图说明

图1为一典型同步压降直流/直流转换电路(Synchronous Buck DC-to-DC converter circuit)的示意图；

图2为根据本发明第一实施例的同步压降直流/直流转换电路的示意图；

图3为根据本发明第一实施例的脉宽调变稳压器IC的内部电路的示意图；

图4为根据本发明第一实施例的驱动电压信号Vcc、输入电压信号Vin、自举高压信号CKBST信号、第一驱动信号HSD以及还原信号Vin1的信号波形图；

图5为根据本发明第二实施例的同步压降直流/直流转换电路的电路示意图；

图6为根据本发明第二实施例的输入电压信号Vin、反馈信号Vfb、此两信号的累加波形Mix以及取样信号的波形图；

图7为根据本发明第三实施例的同步压降直流/直流转换电路的电路示意图；

图8A及图8B为根据本发明第三实施例的输入电压信号Vin、斜坡信号Vramp以及还原信号Vin3的较佳实施例的波形图；

图9为根据本发明实施例的减少脉宽调变稳压器IC的接脚的方法的流程图。

【主要元件附图标记说明】

10、20、30、50、70：同步压降直流/直流转换电路

11、21、51、71：脉宽调变稳压器IC

32：脉宽调变控制器

31：迟滞比较器

52、73：比较器

33、56、76：转换单元

53、75：误差放大器

54：混波器

55：信号产生器

72：电流源

74：缓冲器

Q1：高压开关

Q2：低压开关

C1、C5：自举电容

C2、C3、C4、C6：电容

R1、R2、R3、R4、R5、R6、R7、R8、R9：电阻

L1：电感

D2、D3、D4、D5：二极管

S1、S2、S3：开关

T：变压器

U3：齐纳二极管

Vrise、V1：第一参考电压准位

Vfall、V2：第二参考电压准位

S91：选定一接脚

S92：利用一转换单元进行信号转换

S93：根据转换后的信号产生脉宽调变驱动信号

具体实施方式

图2所示为根据本发明第一实施例的同步压降直流/直流转换电路的示意图。如图中所示，此同步压降直流/直流转换电路20具有一个脉宽调变稳压器IC 21。图中以一个具有八个接脚的脉宽调变稳压器IC 21为例进行说明。此八个接脚分别标示为VCC、FB、COMP、PHASE、LSD、VSS、HSD、BST。值得注意的是，此脉宽调变稳压器IC 21省略了第一图的脉宽调变稳压器IC 11所具有的VIN接脚。VIN接脚是用以接收输入电压信号Vin。而于本发明的第一实施例中，输入电压信号Vin则是与自举高压信号CKBST共享BST接脚。因此，本实施例的脉宽调变稳压器IC 21可将此省略下来的接脚作为COMP接脚。

此同步压降直流/直流转换电路20具有二个开关Q1，Q2串接于一输入端与一接地端之间，并且交替导通。通过改变此二个开关Q1，Q2的导通周期(duty cycle)，即可调整输出电压Vo的准位。此同步压降直流/直流转换电路20并具有一自举电容C5(bootstrap capacitor)耦接至BST接脚。此自举电容C5的一端连接至开关Q2与开关Q1的接点，另一端则是通过一个二极管D2耦接于一电源供应端以接收驱动电压信号Vcc。并且，此二极管D2并联一电阻R7。就一实施例而言，在自举电容C5与BST接脚间可另外串接一个二极管D3。

同时请参照图3与图4。图3所示为本实施例的脉宽调变稳压器IC 21的内部电路的示意图。图中以一个二次侧同步压降直流/直流转换电路30为例进行说明。图4所示为本实施例的驱动电压信号Vcc、输入电压信号Vin、自举高压信号CKBST、第一驱动信号HSD以及产生于IC 21内部的还原信号Vin1的信号波形图。其中，驱动电压信号Vcc为一直流电压信号。产生于BST接脚的信号即为自举高压信号CKBST，第一驱动信号HSD用以驱动高压开关Q1。首先，当低压开关Q2被导通，驱动电压信号Vcc通过二极管D2对自举电容C5快速充电，借以将自举电容C5的高压侧的电压准位(即自举高压信号CKBST)提升至与驱动电压信号Vcc相同。随后，当高压开关Q1被导通时，高压开关Q1的输出端的电压准位(亦即自举电容C5的低压侧的电压准位)会提升至与输入电压信号Vin相同，而垫高自举电容C5的高压侧的电压准位。因此，当输入电压信号Vin为高准位，自举高压信号CKBST的电压准位会被垫高至相当于输入电压信号Vin与驱动电压信号Vcc电位的总和(于此为方便说明，并未计入因为电阻R7以及二极管D2、D3所产生的电压降)。接下来，自举电容C5所储存的能量会通过电阻R7放电，而使自举高压信号CKBST的准位逐渐下降。然后，当输入电压信号Vin转为低准位时，自举高压信号CKBST的电压准位会被迅速拉低。

如前述，自举高压信号CKBST的持续时间与输入电压信号Vin位于高准位的时间大致相同，但二者的波型不同。由于此自举高压信号CKBST的电位可以拉高到输入电压信号Vin之上。因此，脉宽调变稳压器IC 21可利用自举高压信号CKBST产生电位高于输入电压信号Vin的第一驱动信号HSD以驱动高压开关Q1，因而可以确保高压开关Q1正常运作。

如图3所示，脉宽调变稳压器IC 21具有一转换单元33，用以将自高压供应接脚(BST接脚)接收的自举高压信号CKBST转换为一方波信号Vin1。举例来说，如于本实施例所示，转换单元33可为一迟滞比较器31。此迟滞比较器31接收自举高压信号CKBST、一第一参考电压准位Vrise与一第二参考电压准位Vfall，并将此自举高压信号CKBST与第一参考电压准位Vrise以及第二参考电压准位Vfall进行比较，以产生一方波还原信号Vin1。此转换单元33的输出端连接至一脉宽调变(PWM)控制器32。脉宽调变控制器32则是根据自举高压信号CKBST信号以及迟滞比较器31所产生的方波还原信号Vin1，产生第一驱动信号HSD及第二驱动信号LSD以分别控制高压开关Q1及低压开关Q2的导通周期。

同时请参照图4所示，当自举高压信号CKBST的上升段(rising edge)的电位高于第一参考电压准位Vrise时，则触发迟滞比较器31输出高准位。随后，当自举高压信号CKBST信号的下降段(falling edge)的电位低于第二参考电压准位Vfall时，则触发迟滞比较器31转为输出低准位，从而产生一个方波还原信号Vin1。就一较佳实施例而言，此第一参考电压准位Vrise低于第二参考电压准位Vfall。此外，由于自举高压信号CKBST与输入电压信号Vin具有大致相同的工作周期(duty cycle)，因此，转换单元33产生的还原信号Vin1也会与输入电压信号Vin具有大致相同的工作周期。借此，脉宽调变稳压器IC 21即可通过转换单元33产生与输入电压信号Vin具有相同工作周期的还原信号Vin1。

如前述，本发明的第一实施例产生一自举高压信号CKBST输入选定的高压供应接脚(BST接脚)。此自举高压信号CKBST的波型虽然与输入电压信号Vin不同，但是自举高压信号CKBST的持续时间与输入电压信号Vin位于高准位的时间大致相同。此自举高压信号CKBST一方面经过位于脉宽调变稳压器IC 21内部的转换单元33转换为具有方波特性的还原信号Vin1，另一方面也提供脉宽调变控制器32产生驱动信号HSD所需的高电压。同时，脉宽调变控制器32接收还原信号Vin1，并依据还原信号Vin1产生驱动信号HSD，LSD。借此，即可省略用以接收输入电压信号Vin的接脚VIN。

图5所示为根据本发明第二实施例的同步压降直流/直流转换电路50的电路示意图。图中以一个二次侧同步压降直流/直流转换电路50为例进行说明。图6所示为根据本实施例的输入电压信号Vin、反馈信号Vfb、此两信号的累加波形Mix以及取样信号的波形图。本实施例的脉宽调变稳压器IC 51亦是省略了第一图的脉宽调变稳压器IC 11所具有的VIN接脚。不过，不同的是，本实施例利用FB接脚接收此输入电压信号Vin。

如图5所示，此同步压降直流/直流转换电路50的输出端具有一个由电阻R5、R6组成的分压电路，用以产生反馈信号Vfb。输入电压信号Vin与反馈信号Vfb传送至一个混波器54。同时请参照图6所示，输入电压信号Vin的频率远高于反馈信号Vfb的频率，因此，混波器54可利用反馈信号Vfb作为载波，混合高频的输入电压信号Vin与低频的反馈信号Vfb，以产生一个混合信号Mix传送至脉宽调变稳压器IC 51的FB接脚。

脉宽调变稳压器IC 51的内部具有一转换单元56，用以将FB接脚接收的混合信号Mix转换成一方波信号Vin2。此转换单元56具有二个开关S1，S2、一比较器52、一误差放大器53以及一信号产生器55。其中，开关S1与S2的一端与FB接脚连接，开关S1与S2的另一端分别连接至一个比较器52以及一个误差放大器53。开关S1与S2的开关频率受到信号产生器55所产生的取样信号的控制，以分别产生第一取样信号及第二取样信号传送至比较器52与误差放大器53。比较器52以及误差放大器53分别根据第一取样信号及第二取样信号产生第一还原信号Vin2及第二还原信号Vfb2。

请同时参照图6所示，由于取样信号的频率远高于输入电压信号Vin与反馈信号Vfb的频率，因此，第一取样信号与第二取样信号都具有对应于输入电压信号Vin的高频部分与对应于反馈信号Vfb的低频部份。比较器52接收一预选电压准位与第一取样信号，且将第一取样信号与预选电压准位进行比较，即可产生一个第一输出还原信号Vin2，且此第一输出还原信号Vin2是一具有与输入电压信号Vin相同工作周期的方波信号。误差放大器53接收第二取样信号，并将第二取样信号的高频部份噪声滤除，即可产生一个对应于反馈信号Vfb的第二输出还原信号Vfb2，且此第二输出还原信号Vfb2的波型与反馈信号Vfb相类似。即是，通过比较器52可将混合信号Mix分离出输入电压信号Vin，且误差放大器53则可分离出混合信号Mix中的反馈信号Vfb。脉宽调变控制器则是比较第二还原信号Vfb2与一斜波信号以产生一比较信号，并依据此比较信号与第一还原信号Vin2，第一驱动信号HSD及第二驱动信号LSD，控制高压开关Q1及低压开关Q2的导通周期。

图7所示为根据本发明第三实施例的同步压降直流/直流转换电路70的电路示意图。图中以一个二次侧同步压降直流/直流转换电路70为例进行说明。图8A所示为根据图7的同步压降直流/直流转换电路70的输入电压信号Vin、斜坡信号Vramp以及还原信号Vin3一较佳实施例的波形图。本实施例的脉宽调变稳压器IC 71亦是省略了图1的脉宽调变稳压器IC 11所具有的VIN接脚。不同的是，本实施例利用RAMP接脚接收输入电压信号Vin。

如图中所示，此同步压降直流/直流转换电路70设置于变压器T的二次侧，接收变压器T的二次侧所产生的一输入电压信号Vin。同步压降直流/直流转换电路70具有一外部转换单元耦接至RAMP接脚。此外部转换单元接收输入电压信号Vin，并将输入电压信号Vin转换为一第一电流信号I1对电容C6充电。此电容C6所储存的电位对应于输入RAMP接脚的斜波信号Vramp。

此外部转换单元具有一充电路径与一放电路径，用以对电容C6充放电。充电路径由一个二极管D4与一电阻R8所构成，放电路径由一个二极管D5与一电阻R9所构成。其中，二极管D4顺向连接于输入电压信号Vin的供应端与电容C6之间，二极管D5则是反向连接于输入电压信号Vin的供应端与电容C6之间。在本实施例中，电容C6设置于脉宽调变稳压器IC 71的外部，并连接至RAMP接脚。不过本发明并不限于此，电容C6亦可设置于脉宽调变稳压器IC 71的内部。此外，在脉宽调变稳压器IC 71的内部具有一电流源72与一开关S3串接至电容C6。利用开关S3的导通与否，控制电流源72对电容C6的充电。

请同时参照图8A所示，当输入电压信号Vin转为高准位，外部转换单元产生一充电电流I1流经二极管D4对电容C6缓慢充电，以提高RAMP接脚的准位。当电容C6储存的电位(亦即RAMP接脚的准位)超过一第一预选电压V1时，开关S3导通。此时，电流源72开始对电容C6充电。值得注意的事，电流源72对于电容充电的速度大于充电电流I1对于电容C6充电的速度。因此，Vramp信号的斜率主要是由电流源72所决定。随后，当输入电压信号Vin转为低准位，电容C6会通过由二极管D5所构成的放电路径快速放电。由于电容C6通过二极管D5放电的速度大于电流源72对电容C6充电的速度，因此，电容储存的电位会逐渐下降。而当电容C6储存的电位(亦即RAMP接脚的准位)低于一第二预选电压V2时，开关S3关断，电流源72停止对电容C6充电。

脉宽调变稳压器IC 71的内部具有一转换单元76连接至RAMP接脚以接收斜波信号Vramp。于本实施例中，转换单元76具有一比较器73。比较器73的第一输入端输入一斜坡信号Vramp、第二输入端则输入第一预选电压V1、第三输入端则输入第二预选电压V2，且第一预选电压V1小于第二预选电压V2。当斜波信号Vramp上升至大于第一预选电压V1，比较器73输出高准位的信号。随后，当斜波信号Vramp下降至小于第二预选电压V2，比较器73改为输出低准位的信号。借此，此转换单元76可以将斜波信号Vramp转换为方波信号Vin3，并且，此方波信号Vin3的工作周期大致与输入电压信号Vin相同。开关S3的导通与否依据比较器73的输出信号Vin3而决定。进一步来说，当斜波信号Vramp上升至大于第一预选电压V1，比较器73输出高准位的信号而导通开关S3，使电流源72对电容C6快速充电。当斜波信号Vramp下降至小于第二预选电压V2，比较器73改为输出低准位的信号关断开关S3，而停止电流源72对电容C6的充电。

脉宽调变稳压器IC 71的内部并具有一脉宽调变控制器32与一反馈比较电路75。此反馈比较电路75可为一误差放大器。比较器73的输出端通过一缓冲器74与脉宽调变控制器32连接。误差放大器75的第一输入端输入斜坡信号Vramp，第二输入端输入一反馈信号Vfb。误差放大器75的输出端亦与脉宽调变控制器32连接。

脉宽调变控制器32根据来自转换单元76的方波信号Vin3以及误差放大器75输出的比较信号Vfb3产生第一驱动信号HSD以及第二驱动信号LSD以分别控制高压开关Q1及低压开关Q2的导通周期。

图8B所示为根据图7的同步压降直流/直流转换电路的输入电压信号Vin、斜坡信号Vramp以及还原信号Vin3另一较佳实施例的波形图。

如图8B所示，当输入电压信号Vin转为高准位时，输入电压信号Vin通过二极管D4对电容C6缓慢充电。当电容C6的电位提升至超过第一预选电压V1，比较器73输出高准位的信号Vin3，且开关S3接收此高准位的信号而导通。此时，电流源72产生一充电电流I3开始对电容C6进行充电。充电电流I3远大于充电电流I1。当电容C6的电位上升至与第二预选电压V2相同时，比较器73改为输出低准位信号，开关S3接收此低准位的信号Vin3而关断。此时，电流源72停止对电容C6充电，电容C6的电位则被箝制在与第二预选电压V2大致相同的电位。随后，当输入电压信号Vin转为低准位，电容C6会通过二极管D4所构成的放电路径快速放电，使电容C6的电位快速下降。借此，即可产生斜坡信号Vramp。另一方面，斜波信号Vramp亦可通过比较器73转换输出一方波信号Vin3，并且，此方波信号Vin3具有与输入电压信号Vin大致相同的工作周期。

图9所示为根据本发明实施例的减少脉宽调变稳压器IC的接脚的方法的流程图。

首先，如步骤S91所示，选择脉宽调变稳压器IC上的一个输入接脚。此接脚对应至一异于输入电压信号Vin的输入信号。并且此接脚所对应的输入信号的持续时间与输入电压信号Vin位于高准位的时间大致相同，但波形不同。举例来说，图3的实施例即是选定BST接脚，同时请参照图4所示，通过BST接脚输入的自举高压信号CKBST其持续时间与输入电压信号Vin位于高准位的时间大致相同。另外，图7的实施例即是选定RAMP接脚。同时请参照图8A所示，通过RAMP接脚输入的斜坡信号Vramp的持续时间与输入电压信号Vin位于高准位的时间大致相同。

接着，如步骤S92所示，利用一转换单元将前述通过选定的接脚所输入的信号转换为一个方波信号，例如图4中的信号Vin2与图8A中的信号Vin3。然后，如步骤S93所示，将此方波信号传送至脉宽调变稳压器IC的脉宽调变控制器并据以产生脉宽调变驱动信号，以分别控制高压开关以及低压开关的导通周期。借此，即可省略脉宽调变稳压器IC上的VIN接脚，从而可以提供一个额外的接脚供其他输入信号使用。

但是，以上所述，仅为本发明的具体实施例的详细说明及附图而已，并非用以限制本发明，本发明的所保护的范围应以下述的权利要求为准，任何本领域技术人员，可轻易思及的变化或修改皆可涵盖在以下本案所界定的权利要求的范围。

Claims

1.一种脉宽调变稳压器IC，用以控制至少一开关的导通周期，以将一输入电压信号转换为一输出电压，其特征在于，包括：

一接脚，用以接收一异于该输入电压信号的输入信号，该输入信号的持续时间与该输入电压信号位于高准位的时间大致相同，但波型不同；

一转换单元，耦接该接脚，用以将该输入信号转换为一方波信号；以及

一脉宽调变控制器，依据该方波信号产生至少一脉宽调变驱动信号控制该开关的导通周期。

2.如权利要求1所述的脉宽调变稳压器IC，其特征在于，该接脚为一斜波信号接脚，该输入信号为一斜波信号，该接脚耦接一外部转换单元，该外部转换单元用以将该输入电压信号转换为一第一电流信号对一电容充电，该电容所储存的电位对应于该斜波信号，该脉宽调变稳压器IC更包括一电流源与一充电开关，串接至该电容，当该电容储存的电位超过一第一预选电压，该充电开关导通使该电流源对该电容充电，当该输入电压信号转为低准位，该外部转换电路构成一放电路径对该电容快速放电，而使该电容储存的电位快速下降。

3.如权利要求2所述的脉宽调变稳压器IC，其特征在于，该电流源对该电容充电的速度远大于该第一电流信号对该电容充电的速度，该电容通过该放电路径放电的速度大于该电流源对该电容充电的速度。

4.如权利要求3所述的脉宽调变稳压器IC，其特征在于，当该电容储存的电位上升超过一第二预选电压或是下降低于该第二预选电压，该电流源停止对该电容充电。

5.如权利要求2所述的脉宽调变稳压器IC，其特征在于，该转换单元为一比较器。

6.如权利要求1所述的脉宽调变稳压器IC，其特征在于，该脉宽调变控制器产生二个脉宽调变驱动信号分别控制一高压开关与一低压开关的导通周期，该接脚为一高压供应接脚，该输入信号为一自举高压信号以提供驱动该高压开关所需的电压，该高压供应接脚耦接至一自举电容，该自举电容耦接于一电源供应端与该低压开关之间，该自举高压信号产生于该自举电容的高压侧。

7.如权利要求6所述的脉宽调变稳压器IC，其特征在于，该转换单元为一迟滞比较器，该迟滞比较器设定有一第一参考电压准位与一第二参考电压准位，该第一参考电压准位用以与该输入信号的上升段的电压值进行比较，该第二参考电压准位用以与该输入信号的下降段的电压值进行比较，该第一参考电压准位低于该第二参考电压准位。

8.一种脉宽调变同步压降直流/直流转换电路，接收一输入电压信号并产生一输出电压，其特征在于，包括：

至少一开关，通过改变该开关的导通周期以调整该输出电压的准位；以及

一脉宽调变稳压器IC，具有：

一脉宽调变控制器，依据该方波信号产生至少一脉宽调变驱动信号，以控制该开关的导通周期。

9.如权利要求8所述的脉宽调变同步压降直流/直流转换电路，其特征在于，该接脚为一斜波信号接脚，该输入信号为一斜波信号，该脉宽调变同步压降直流/直流转换电路更包括一外部转换电路，耦接该接脚，该外部转换单元接收该输入电压信号，并将该输入电压信号转换为一第一电流信号对一电容充电，该电容所储存的电位对应于该斜波信号，该脉宽调变稳压器IC具有一电流源与一充电开关，串接至该电容，当该电容储存的电位超过一第一预选电压，该充电开关导通使该电流源对该电容充电，当该输入电压信号转为低准位，该外部转换电路构成一放电路径对该电容快速放电，而使该电容储存的电位快速下降，该电流源对该电容充电的速度远大于该第一电流信号对该电容充电的速度，该电容通过该外部转换电路放电的速度大于该电流源对该电容充电的速度。

10.如权利要求9所述的脉宽调变同步压降直流/直流转换电路，其特征在于，当该电容储存的电位上升超过一第二预选电压或是下降低于该第二预选电压，该电流源停止对该电容充电。

11.如权利要求8所述的脉宽调变同步压降直流/直流转换电路，其特征在于，该开关的数量为二，该二个开关分别为一高压开关与一低压开关，串接于一用以提供该输入电压信号的输入端与一接地端间，该脉宽调变控制器产生二个脉宽调变驱动信号分别控制该二个开关的导通周期，该接脚为一高压供应接脚，该输入信号为一自举高压信号以提供驱动该高压开关所需的电压，该高压供应接脚耦接至一自举电容，该自举电容耦接于一电源供应端与该低压开关之间，该自举高压信号产生于该自举电容的高压侧。

12.如权利要求11所述的脉宽调变同步压降直流/直流转换电路，其特征在于，该转换单元为一迟滞比较器，该迟滞比较器设定有一第一参考电压准位与一第二参考电压准位，该第一参考电压准位用以与该输入信号的上升段的电压值进行比较，该第二参考电压准位用以与该输入信号的下降段的电压值进行比较，该第一参考电压准位低于该第二参考电压准位。