CN1819509A - 优化移动无线电系统发射机的性能的方法 - Google Patents

Abstract

一种利用包括离散傅里叶变换(DFT)运算、频域滤波、离散傅里叶逆变换(IDFT)运算、交叠处理样点块和过采样的一些处理操作优化移动无线电系统发射机的性能的方法，其中，对于给定的输入采样频率、给定的输出采样频率的数量级和给定的所要求的频率分辨率的数量级，将DFT的长度LDFT和IDFT的长度LIDFT选择成能尽可能精细地选择交叠百分比和/或过采样因子。

Description

优化移动无线电系统发射机的性能的方法

技术领域

本发明与用于移动无线电系统的发射机有关。

背景技术

在这样的发射机中，通常区别是在基带、中频和射频的一些处理功能之间。在数字域执行基带处理功能和中频处理功能是有利的。这些功能主要包括滤波功能，在频域中进行较为有利，特别是对于多载波发射机(尤其是基站的)的情况。

通过离散傅里叶变换(DFT)对每个载波进行从时域到频域的变换。然后，通过简单的乘以各个滤波系数对每个载波进行滤波。再通过离散傅里叶逆变换(IDFT)为所有载波进行从频域到时域的逆变换。

通常还为这样处理的样点块采取一些措施，按照交叠技术进行交叠。交叠技术有两个变形，分别称为“交叠相加”和“交叠保存”。

通常还有使输出采样频率与输入采样频率不同的措施。特别是，如果输出采样频率较高，就采用所谓的“过采样”或“内插”。

在文献中，例如在文件WO 99/65172中，可以看到这样的体系结构的例子。

性能(在运算能力，成本，群延迟，合成信号的质量等方面)取决于为这些处理操作选择的参数：输入和输出的采样频率，DFT和IDFT的长度(表示为样点数)，交叠百分比等等。因此，所希望的是有一种选择以上参数的方法，可以使一个给定系统的性能得到优化。本发明的一个主要目的就是满足这个要求。

发明内容

因此，本发明提供了一种利用包括离散傅里叶变换(DFT)运算、频域滤波、离散傅里叶逆变换(IDFT)运算、交叠处理样点块和过采样的一些处理操作优化移动无线电系统发射机的性能的方法，其中，对于给定的输入采样频率、给定的输出采样频率的数量级和给定的所要求的频率分辨率的数量级，将DFT的长度LDFT和IDFT的长度LIDFT选择成能尽可能精细地选择交叠百分比和/或过采样因子。

因此，具体地说，本发明优化了运算能力，从而也就优化了成本、由于滤波引起的群延迟(输出信号与输入信号之间的时间延迟)和合成信号的质量。

在第一实施例中，如果比值LIDFT/LDFT不是整数，就将分数LIDFT/LDFT的选择成在约简后分母尽可能小，以提供对在DFT的输入端没有交叠的样点块的长度L的尽可能精细的选择，从而提供对交叠百分比的尽可能精细的选择。

在第一实施例中，输入采样频率等于3.84MHz，所要求的输出采样频率的值接近80MHz，而所要求的频率分辨率的值接近80kHz，从而将LDFT选为等于48而将LIDFT选为等于1024是有利的。

在第二实施例中，如果比值LDFT/LIDFT是整数，就将长度LDFT和LIDFT选择成可以提供对过采样因子或输出采样频率的尽可能精细的选择。

在第二实施例中，输入采样频率等于3.84MHz，所要求的输出采样频率的值接近80MHz，所要求的频率分辨率的值接近80kHz，从而将LDFT选为等于45(5*9)而将LIDFT选为等于1260(5*9*7*4)是有利的，使得DFT和IDFT都可以用快速Rader-Vinograd实现。

此外，本发明还解决了所要求的每个载波的中心频率不一定与从DFT得出的最接近频率样点一致的问题，特别是一旦以上这些参数已经选定后。换句话说，这样得到的载波的信道化不一定与有关系统所要求的一致。

本发明的另一个目的是解决这个问题。

本发明还提供了一种利用包括离散傅里叶变换(DFT)运算、频域滤波和离散傅里叶逆变换(IDFT)运算的一些处理操作优化移动无线电系统发射机的性能的方法，其中，在进行所述DFT运算前，在时域施加等于所要求的相应滤波后信号的中心频率与从所述DFT运算得出的最接近的频率样点之间的代数差的频移DF。

此外，本发明还解决了出现在输出端的在一个IDFT的最后一个样点与下一个IDFT的第一个样点之间的相位跃变的问题，这种相位跃变是由于使用了长度L不是LIDFT的约数引起的。

本发明还提供了一种利用包括离散傅里叶变换(DFT)运算、频域滤波和离散傅里叶逆变换(IDFT)运算的一些处理操作优化移动无线电系统发射机的性能的方法，其中，在进行所述DFT运算前，为了补偿在IDFT的输出端上样点之间的相位跃变，将输入样点与一个模为1而相位与需补偿的相位跃变相反的复数进行复数相乘。

按照另一个特点，在需补偿的相位跃变是周期性的和可由函数L/LDFT预测的情况下，所述复数表示为：

Decp＝exp(2*j*pi*numc/LDFT*L*(NUMT-1))，

其中：NUMT为具有L个样点的片或块的相对顺序号，而numc为与所关注的载波的中心频率或比值Fc/Fs模LIDFT(Fc为所要求的载波频率)相应的IDFT信道号。

此外，本发明还解决了以下另一个问题。

考虑所用的交叠技术为交叠相加技术的情况，具有L个不交叠的外来信号相继样点的块添加了LDFT-L个零点，从而形成具有LDFT个样点的要加以长度为LDFT的DFT的块。

在现有技术中，也如在上面引用的文件中所揭示的那样，这LDFT-L个零位于LDFT个样点的块的端部。

由于DFT对持续时间有限的样点块进行操作，从DFT得到的频谱是有限的，因此会在时域发生交叠现象，从而降低了合成信号的质量。此外，填零会影响到群传播时间(输出信号与输入信号之间的时间延迟)，这种影响在一些蜂窝系统内必须减到最小，因为它影响在功率控制和小区半径方面的性能(例如在诸如通用移动电信系统(UMTS)之类的码分多址(CDMA)第三代系统的情况下)。

本发明的另一个目的是限制这样的不良影响。

因此，本发明还提供了一种利用包括离散傅里叶变换(DFT)运算、频域滤波、离散傅里叶逆变换(IDFT)运算和交叠经处理的样点串或块的一些处理操作优化移动无线电系统发射机的性能的方法，所述交叠是为具有L个外来信号样点的块添加LDFT-L个零点从而得到具有LDFT个样点的要加以长度为LDFT的DET的块，而其中所述块的LDFT个样点循环移位成使LDFT-L个零点尽可能靠近块的中央而使L个信号样点位于LDFT-L个零点的两侧。

按照另一个特点，所述块循环移位成使LDFT-L个零点尽可能接近块的中央，如果L是奇数的话就差一个样点。

本发明还提供了一种包括用任何所述方法优化性能的装置的移动无线电系统发射机。

附图说明

从以下结合附图对本发明的实施例所作的说明中可以清楚地看到本发明的其他目的和特点，这个附图用来示出配置在一个可以应用本发明的移动无线电系统发射机内的处理装置的一个例子。

具体实施方式

例如，所考虑的发射机是一个多载波发射机(在所示的例子中为一个4载波发射机)，处理装置如图所示包括：

对于每个载波的

将特定交叠百分比的样点块加到DET上的装置1，

计算离散傅里叶变换(DFT)的装置2，

频域滤波装置3；以及

对于所有载波的

从在不同载波的滤波装置的输出端上得到的各样点块得到需进行IDFT的样点块、填零后得到长度为LIDFT的块的装置4，

离散傅里叶逆变换(IDFT)的运算装置5，

以与在装置1内相同的交叠百分比合并IDFT输出端上的样点块的装置6。

DFT和IDFT通常用诸如Cooley-Tuckey、Rader-Vinograd快速傅里叶变换(FFT)算法之类的快速计算算法执行。所用算法的类型通常就限定了DFT长度LDFT和IDFT长度LIDFT。例如，LDFT对于Cooley-Tuckey算法必须是准确的2、4或8的幂，而对于Rader-Vinograd算法必须是从表(2，3，4，5，6，7，8，9，16)中选择的一些互素因子的乘积。

滤波用将从DFT得到的频率样点乘以表示滤波器脉冲响应的傅里叶变换的滤波系数的简单操作进行。图中示出了滤波器模型，这个滤波器模型通常用来隔离一个给定的频带。

交叠技术可以参见一些文献，例如上面引用的文件Ronald E.Crochiere和R.Rabiner的“多速率数字信号处理”(“Multirate DigitalSignal Processing”，Prentice-Hall，Inc.，Englewood Cliffs，New Jersey07362)。

交叠百分比可以定义为比值LDFT-L/LDFT，其中L为在DFT前的没有交叠的样点块的长度，1＜L＜LDFT。

例如，如图所示，如果交叠具有交叠相加类型，装置1为具有L个外来信号样点的块添加LDFT-L个零点，从而装置5可以通过相加从IDFT得出的具有LIDFT个样点的块进行交叠。

交叠百分比的选择取决于在给定所要求的滤波器模型的情况下可以容忍的频谱的残缺和合成信号的失真。

过采样因子(OVSF)定义为比值Fs/Fe。

在所考虑的这种体系结构中，参数Fe、Fs、ΔF、LDFT和LIDFT之间的关系因此由下列方程式示出：

Fe＝LDFT*ΔF

Fs＝LIDFT*ΔF

Fs＝Fe*(LIDFT/LDFT)

如上面所指出的那样，所希望的是有一种选择参数值使性能优化的方法。本发明的一个主要目的就是满足这个要求。

实质上，按照本发明，对于给定的输入采样频率、给定的输出采样频率的数量级和给定的所要求的频率分辨率，将DFT的长度和IDFT的长度选择成可以提供对交叠百分比和/或过采样因子的尽可能精细的选择。

例如，在应用于通用移动电信系统(UMTS)的情况中，输入采样频率Fe等于3.84MHz，所要求的输出采样频率的值Fs具有80MHz的量级，而所要求的频率分辨率的值ΔF具有80kHz的量级，以便得到对信道滤波器的频谱模型的精确表示。

因此，在一个第一实施例中，在应用于作为例子所考虑的UMTS中，在ΔF＝80kHz的情况下，如果IDFT例如用Cooley-Tuckey算法执行而DFT用例如Rader-Vinograd运算执行，于是可以选择：

LDFT＝48，以及

LIDFT＝1024。

因此：

LIDFT/LDFT＝1024/48，

也就是说，对这个分数进行约简后，有：

LIDFT/LDFT＝64/3。

此外，可用的值L必须使输出样点能完美定相(即在交叠保存的情况下的连接，或者在交叠相加的情况下的相加性交叠)。为此，如果LIDFT/LDFT是分数，可用的L值只是从1到LDFT中满足以下准则的值：

(LIDFT/LDFT)*L为整数。

如在具体应用于UMIS的这个例子中的那样，如果希望得到宽的可用交叠选择，那么LIDFT/LDFT必须是一个约简后分母很小的分数，因为就是这个分母限定了交叠调整量。

例如，在作为例子考虑的UNTS应用中，L可以选择成等于36或者小于L＝48的任何其他3的倍数，而必需的运算能力与L成反比(每L*Fe秒完成一个完整的块处理循环)。

因此，概括地说，在这个第一实施例中，如果比值LIDFT/LDFT不是整数，就要将分数LIDFT/LDFT选择成在约简后的分母尽可能小，以提供对在DFT前没有交叠的样点序列或样点块的长度L的尽可能精细的选择，从而提供对交叠百分比的尽可能精细的选择。

在一个第二实施例中，如果DFT和IDFT例如用Rader-Vinograd算法执行，在作为考虑的UMTS应用中，例如可以选择：

LDFT＝45＝5*9(即LDFT为48左右)，以及

LIDFT＝(5*9)*(7*4)(即LIDFT＝LDFT*OVSF，在OVSF接近28的情况下，不致超出80MHz太多，在这里为107.52MHz)。

因此，在这个第二实施例中，如果比值LDFT/LIDFT是整数，有益的是将长度LDFT和LIDFT选择成使过采样因子可以有尽可能精细的选择，从而使输出采样频率尽可能接近所要求的值。

此外，如上面所指出的那样，另一个问题是从DFT得出的最接近的频率样点不一定与每个载波所要求的中心频率一致，特别是在以上这些参数的值已经选定时。也就是说，这样得到的载波的信道化不一定与有关系统所要求的一致。

本发明的另一个目的就是解决这个问题。

实质上，按照本发明，在进行所述DFT运算前，在时域施加了等于所要求的相应滤波后信号的中心频率与从所述DFT运算得出的最接近的频率样点之间的代数差的频移DF。

这种频移是由图中标为7的装置施加的。因此，对于所关注的每个载波能够以定时率为Fe的复数乘法为代价合成出所需要的频率。图中标为8的产生DF的装置在Fe、LDFT和DFmin(即最小频移DF)之间的调和关系简单的情况下可以只是一个很短的表。在UMTS应用的例子中，所述中心频率可以用200kHz的增量加以调整，如果要求频谱中心对准，必须保证步长为100kHz的调整，也就是说：DFmin＝100kHz-80kHz＝20kHz。在这种情况下，装置8可以代替数控振荡器(NCO)，它只需要一个很小的三角函数表，容量为Fe/20kHz，也就是192个值，而利用三角函数的对称性质可以有利地缩减为只有192/8＝24个实数值(cosine(k*2*pi/24))。

本发明还解决了在输出端的在一个IDFT的最后一个样点与下一个IDFT的第一个样点之间的相位跃变的问题，这种相位跃变是由于所用的长度L不是LIDFT的约数引起的。

实质上，按照本发明，在进行所述DFT运算前，为了补偿IDFT输出端上样点之间的相位跃变，将输入样点与一个模为1而相位与相位跃变相反的复数进行复数相乘。

在需补偿的相位跃变是周期性的和可由函数L/LDFT预测的情况下，所述复数表示为：

decp＝exp(2*j*pi*numc/LDFT*L*(NUMT-1))

其中：NUMT为具有L个样点的片或块的相对顺序号，而numc为与所关注的载波的中心频率相应的IDFT信道号，也就是说，numc是比值Fc/Fs模LIDFT(Fc为所要求的载波频率)。

实现这个校正并不需要额外代价，因为这些装置可以集成在装置7和8内。而且，在用表来实现“decp”的情况下，这个表是很小的，因为分数LDFT/L总是选择成有着一个小的分母(L＜LDFT)。

此外，本发明还解决了以下另一个问题。

考虑所用的交叠技术为交叠相加技术的情况，也就是说，为具有L个不交叠的外来信号相继样点的块添加LDFT-L个零点，形成具有LDFT个样点的要加以长度为LDFT的DFT的块。

在现有技术中，也如在上面引用的文件中所揭示的那样，这LDFT-L个零点位于具有LDFT个样点的块的端部。

由于DFT对持续时间有限的样点块进行操作，从DFT得出的频谱也是有限的，因此会在时域发生交叠现象，从而降低了合成信号的质量。

本发明的另一个目的是限制这样的不良影响。

实质上，按照本发明，为了使具有LDFT个样点的块的在右端和左端的样点有对称的退化从而改善合成信号的质量，将块的LDFT个样点循环移位成使LDFT-L个零点位于块的中央而L个信号样点位于LDFT-L个零点的两侧。

在图中，这种样点循环移位示为由装置1提供。

例如，在作为例子考虑的UMTS应用中，如果LDFT等于48而L等于36，一个加到DFT的输入端上的块依次包括：

一个具有36个信号样点的块中的样点19至36，

12个为零的样点，

这个具有36个信号样点的块中的样点1至18。

因此，这个例子还改善了群延迟，使群延迟减小了24个输入样点，也就是512个输出样点或者说6.25微秒。

Claims (5)

1.一种利用包括离散傅里叶交换(DFT)运算、频域滤波和离散傅里叶逆变换(IDFT)运算的一些处理操作优化移动无线电系统发射机的性能的方法，其中，在进行所述DFT运算前，在时域施加等于所要求的相应滤波后信号的中心频率与从所述DFT运算得出的最接近的频率样点之间的代数差的频移DF。

2.一种利用包括离散傅里叶变换(DFT)运算、频域滤波和离散傅里叶逆变换(IDFT)运算的一些处理操作优化移动无线电系统发射机的性能的方法，其中，在进行所述DFT运算前，为了补偿在IDFT的输出端上样点之间的相位跃变，将输入样点与一个模为1而相位与需补偿的相位跃变相反的复数进行复数相乘。

3.一种按照权利要求2所述的方法，其中所述需补偿的相位跃变是周期性的和可由函数L/LDFT预测，所述复数表示为：

decp＝exp(2*j*pi*numc/LDFT*L*(NUMT-1))，

其中：NUMT为具有L个样点的片或块的相对顺序号，而numc为与所关注的载波的中心频率或比值Fc/Fs模LIDFT(Fc为所要求的载波频率)相应的IDFT信道号。

4.一种利用包括离散傅里叶变换(DFT)运算、频域滤波、离散傅里叶逆变换(IDFT)运算和交叠经处理的样点串或块的一些处理操作优化移动无线电系统发射机的性能的方法，所述交叠是为具有L个外来信号样点的块添加LDFT-L个零点从而得到具有LDFT个样点的要加以长度为LDFT的DET的块，而其中所述块的LDFT个样点循环移位成使LDFT-L个零点尽可能接近块的中央而使L个信号样点位于LDFT-L个零点的两侧。

5.一种按照权利要求4所述的方法，其中所述块循环移位成使LDFT-L个零点尽可能接近块的中央，如果L是奇数的话就差一个样点。