CN1805270A - 具有对称反相器对的压电振荡器 - Google Patents

Abstract

具有对称反相器对的压电振荡器。本发明的目的在于提供一种压电振荡器，能够响应低噪声化，而且不使用缓冲电路，利用振荡电路即可获取相位相差180度的两个输出信号。这种使用一对反相放大器的压电振荡器的特征在于，在第1反相放大器和第2反相放大器的门输入之间插入压电振子，在所述第1、第2反相放大器的门输入和地之间分别插入负荷电容，所述第1反相放大器的输出端子和所述第2反相放大器的输入端子通过第1直流切断用电容连接，所述第1反相放大器的输入端子和所述第2反相放大器的输出端子通过第2直流切断用电容连接，另外，在所述第1、第2反相放大器的输入输出之间连接电阻。

Description

具有对称反相器对的压电振荡器

技术领域

本发明涉及能够响应小型、低噪声化的、特别用于需要高速数据通信的移动体通信设备等的压电振荡器。

背景技术

以往，压电振荡器由于能够获得稳定的振荡频率，所以例如被广泛用作计算机的时钟振荡源、以手机为代表的移动体通信设备和传输装置等的基准信号源用的振荡器。其中，使用谐振特性特别好、具有高频稳定性的石英作为谐振器的压电振荡器(石英振荡器)多用于所述传输装置等。近年来，在所述通信设备和传输装置等中，高速数据通信的要求强烈，所使用的电压控制型石英振荡器(以下称为VCXO：VoltageControlled Xtal Oscillator)也要求高速且低噪声的传输。所述要求通过使用能够输出相位相差180度的双波信号Q和/Q的电压控制型石英振荡器可以得到满足。作为前述的石英振荡器，例如一般公知有使用适合于IC的反相器的振荡电路、和作为缓冲电路在振荡电路后级使用PECL、LVDS等高速数据通信专用的IC的石英振荡器。

以下，对以往的高速数据通信中使用的石英振荡器进行说明。

图11示出了产生相位相差180度的双波输出的石英振荡器。所述石英振荡器由石英振荡电路101和连接在其后级的MOS型反相器IC4构成。

所述石英振荡电路101构成为：在反相放大器IC3的输入输出端子间连接有石英振子X1和用于调整所述石英振荡电路的振荡频率的频率调整电路Cv的串联电路，与所述串联电路并联地连接有反馈电阻R3，所述反相放大器IC3的输入端子IN3通过电容C1接地，所述反相放大器IC3的输出端子OUT3通过电容C2接地。另外，所述石英振荡电路101的动作是众所周知的，所以省略说明。所述石英振荡器的输出可以获得所述石英振荡电路101的输出/Q和相位与所述电路输出/Q相反的、即相位相差180度的输出Q的双波输出，该输出Q是通过将所述电路输出/Q的一部分输入到所述MOS型反相器IC4中而得到的。

下面，图12示出了在石英振荡电路的后级使用了差动驱动器IC的石英振荡器。所述石英振荡器由以下部分构成：由石英振子X1和使所述石英振子以固有振动频率振荡的振荡电路OSC1构成的石英振荡电路102；用于获得相位相对于所述石英振荡电路102的输出信号相差180度的差动输出的差动驱动器IC5。

输入给所述IC5的所述石英振荡电路102的输出被输入到所述IC5中，从所述IC5的输出端子OUT5和OUT6输出相位相差180度的双波输出信号Q和/Q。

此处，图13示出了构成所述IC5的电路的输入部的一部分。从所述IC5的输入端子IN5输入的所述石英振荡电路102的输出信号的一方被输入到基极通过电容C5接地的晶体管Tr2的基极，从所述晶体管Tr2的集电极输出信号。所述晶体管Tr2是基极接地，所以从所述晶体管Tr2的集电极输出的信号的相位与输入到所述晶体管Tr2的基极的信号、即所述石英振荡电路102的输出的相位同相。所述输出信号被输入到集电极连接电源Vcc的晶体管Tr4的基极，以保持与所述石英振荡电路102的输出信号同相，在从所述晶体管Tr4的发射极输出后，作为输出信号Q从输出端子OUT5输出。

然后，输入到所述输入端子IC5的所述石英振荡电路102的输出信号的另一方输入到发射极接地的晶体管Tr1的基极，并从所述晶体管Tr1的集电极输出。所述晶体管Tr1是发射极接地，所以从所述晶体管Tr1的集电极输出的信号的相位与输入到所述晶体管Tr1的基极的信号相反(反相)。即，输出了相位与作为所述晶体管Tr1的基极输入的所述石英振荡电路102的输出相差180度的信号。所述输出信号被输入到集电极连接电源Vcc的晶体管Tr3的基极，以保持与所述石英振荡电路102的输出反相，在从所述晶体管Tr3的发射极输出后，作为输出信号/Q从输出端子OUT6输出。

如上所述，图13所示的石英振荡器通过构成所述IC5的初级的晶体管，使所述石英振荡电路输出的相位相差180度，从而输出相位相差180度的双波信号。

可是，上述以往的石英振荡器存在以下问题。在图11所示的石英振荡电路的后级使用相位反转用反相器IC的方法中，在输出信号Q中产生所述反相器IC的动作时间的延迟，从而存在两个信号Q和/Q之间的相位差略微偏离180度的问题。并且，在图12所示的石英振荡电路的后级连接使用了差动驱动器等的IC等的方法中，为了获取相位相差180度的双波信号，需要在所述差动驱动器的一端插入基极接地晶体管，存在相位差由于所述基极接地晶体管的动作而偏离180度的问题。

因此，作为解决上述问题的手段，例如在日本特开平9-172369公报公开的发明中，通过在振荡电路的后级设置由使用了晶体管电路的输入级、平衡电路和输出级构成的PECL(正基准发射极耦合逻辑，PositiveEmitter Coupled Logic)缓冲电路，来获取相位相差180度的双波输出信号。根据所述公报，所述PECL缓冲电路的输入级如图14所示由第1电路51和第2电路52构成，该第1电路51在由使用了FET等晶体管的CMOS结构构成的源极接地放大电路的后级与栅极接地放大电路连接，该第2电路52通过连接两级由与所述第1电路51相同的CMOS结构构成的源极接地放大电路而形成。结果，通过所述第1电路51后的输出信号MODE1利用相位反转用CMOS反相电路和作为下一级的同相放大器的栅极接地放大电路，使相位与所述第1电路51的输入信号相反。并且，通过所述第2电路52后的输出信号MODE2由于设有两级相位反转用CMOS反相电路，所以重复两次相位反转，输出与所述第2电路52的输入信号同相的信号。经过以上动作，可以获得相位相差180度的双波输出信号。所述双波信号通过设置未图示的所述平衡电路和所述输出级，保持相位相差180度的状态，并从所述PECL缓冲电路输出。

[专利文献1]日本特开平9-172369公报

但是，上述公报所公开的发明是涉及连接在信号源的后级的缓冲电路的发明，所以在要求相位相差180度的两个信号的石英振荡电路中，必须在后级连接上述发明的缓冲电路。因此，与以往的石英振荡器相比，形状增大了缓冲电路部分，存在难以实现小型化的问题。

发明内容

本发明涉及需要高速数据通信的移动体通信设备等使用的压电振荡器，其目的在于提供一种压电振荡器，能够响应小型、低噪声化，而且不使用缓冲电路，利用振荡电路即可获取相位相差180度的两个输出信号。

为了达到上述目的，本发明的特征在于，作为从压电振荡器获得相位相差180度的两个输出信号的手段，一对CMOS反相器通过电容连接成倾斜的交叉状，在所述一对CMOS反相器的输入之间插入压电振子和频率调整电路，所述一对CMOS反相器的输入分别通过电容接地，由此构成振荡电路。

本发明涉及的压电振荡器由于通过将一对CMOS反相电路连接成倾斜的交叉状来构成振荡电路，所以不设置LVDS(小振幅差动信号接口，LowVoltage Differential Signaling)和PECL IC等缓冲电路，利用所述振荡电路输出即可获取相位完全相差180度的双波信号。并且，在本发明电路的后级，通过使用普通的差动放大器结构的接收驱动器等，例如可以构成去除了在振荡电路内产生的同相噪声的低噪声振荡器。

附图说明

图1是表示本发明的一个实施例的石英振荡电路图。

图2是表示利用图1的石英振荡电路的仿真得到的相对于振荡频率的电路电容和负性电阻的图。

图3是图1的石英振荡电路的输出波形。

图4是表示图1的石英振荡电路的相对于可变电容的频率变化量的图。

图5是本发明第2实施例的石英振荡电路图。

图6是表示图5的石英振荡电路的相对于振荡频率的电路电容和负性电阻的仿真结果。

图7是表示图5的石英振荡电路的输出波形的图。

图8是本发明第3实施例的石英振荡电路图。

图9是表示图8的石英振荡电路的相对于负荷电容的电路电容和负性电阻的仿真结果。

图10是表示图8的石英振荡电路的输出波形的图。

图11是表示以往使用MOS型反相器IC的石英振荡器的结构示例图。

图12是表示以往使用差动驱动器IC的石英振荡器的结构示例图。

图13是表示图12中的差动驱动器IC的初级部的详细图。

图14是表示以往使用PECL缓冲器的石英振荡器的结构示例图。

具体实施方式

以下，根据图示的实施方式例详细说明本发明。

另外，对和上述以往示例所示的结构相同的构成部件，赋予相同符号并省略其说明。

(第1实施方式)

图1是表示本发明的实施方式的石英振荡器的电路图。所述石英振荡器通过使第1CMOS反相电路IC1和与所述第1CMOS反相电路IC1相同的第2CMOS反相电路IC2形成为倾斜的交叉状而构成。所述第1CMOS反相电路IC1的输入和所述第2CMOS反相电路IC2的输出通过直流成分切断用电容C4连接，所述第1CMOS反相电路IC1的输出和所述第2CMOS反相电路IC2的输入通过直流成分切断用电容C3连接。另外，所述第1CMOS反相电路IC1的输入和所述第2CMOS反相电路IC2的输入通过石英振子X1和作为频率调整电路的可变电容Cv的串联电路连接。另外，所述第1CMOS反相电路IC1的输入通过负荷电容C1接地，并且通过电阻R1与所述第1CMOS反相电路IC1的输出连接。所述第2CMOS反相电路IC2的输入通过负荷电容C2接地，并且通过电阻R2与所述第2CMOS反相电路IC2的输出连接。如上所述，所述石英振荡器形成两个采用CMOS反相电路的石英振荡电路。另外，所述直流成分切断用电容C3和C4、以及所述电阻R1和R2均是相同值。

以下，对这样构成的石英振荡电路的动作原理进行说明。在图1所示的电路中，把负荷电容C1、C2的阻抗分别设为C1＝Z1、C2＝Z2，把石英振子X1和频率调整用可变电容Cv的串联电路的阻抗设为Zxt，把流过所述阻抗Z1、Z2、Zxt的电流分别设为I1、I2、Ix，当对接点a和b使用基尔霍夫定律时，得到算式(1)、(2)、(3)。

i₁＝i_x+g_mz₂i₂              (1)

i₂＝i_x+g_mz₁i₁              (2)

z₂i₂+z_xti_x+z₁i₁＝0         (3)

上述算式中的gm表示所述反相器IC的互电导。

将算式(1)、(2)变形，并代入算式(3)，得到算式(4)，

$z_{\mathrm{xt}}+\frac{1}{1-g_m^2{z}_1{z}_2}(z_1+z_2+2g_m{z}_1{z}_2)=0---\left(4\right)$

此处，把z1和z2置换为相同的电容Ca，并代入算式(4)，得到算式(6)，

$z_1=z_2=\frac{1}{{\mathrm{jwc}}_a}---\left(5\right)$

$z_{\mathrm{xt}}+\frac{2}{1+\frac{g_m^2}{w^2{c}_a^2}}(\frac{1}{{\mathrm{jwc}}_a}-\frac{g_m}{w^2{c}_a^2})=z_{\mathrm{xt}}+R_c+\frac{1}{{\mathrm{jwc}}_2}=0---\left(6\right)$

此时，从石英振子X1看的电路的阻抗Rc和电容成分Cc如下。

$R_c=-\frac{2g_m}{w^2{c}_a^2+g_m^2},\frac{1}{c_c}=\frac{2}{c_a}\frac{1}{1+\frac{g_m^2}{w^2{c}_a^2}}---\left(7\right)$

众所周知，石英振荡电路的振荡条件是从石英振子看的电路的阻抗必须由负性电阻成分和电容成分构成。使用一对所述CMOS反相电路的图1的电路根据算式(7)而满足所述振荡条件，所以发挥石英振荡电路的功能。并且，图1的电路如前面所述，使用两个CMOS反相电路构成两个石英振荡电路，从所述各个CMOS反相电路的输出中取出其一部分作为振荡输出。结果，所述各个CMOS反相电路的输入分别把另一方的CMOS反相电路输出的一部分作为输入，所以能够获得各个CMOS反相电路的输出信号是相位相反，即相位相差180度的信号Q和/Q的双波输出。

下面，图2～图4示出了使用图1的振荡电路，把电路常数为电阻R1＝R2＝20kΩ、电容C1＝C2＝56pF、C3＝C4＝6pF、石英振子的谐振频率为10MHz的CMOS反相电路IC1和IC2作为通用的CMOS反相器IC，进行仿真和实际测定的结果。图2的特性11表示相对于振荡频率的电路负性电阻，特性12表示相对于振荡频率的电路电容特性，图3表示本实施例的石英振荡电路的输出波形，图4表示所述石英振荡电路的频率可变特性。根据图2和图3得到下述结果，在振荡频率为10MHz处，电路负性电阻Rn约为-110Ω、电路电容Cc为20pF，所以本电路满足振荡条件，振荡时的石英振荡电路输出Q和/Q的相位也相差180度。另外，根据图4得到下述结果，当作为频率可变电容的Cv在5～200pF范围内变化时，频率端变化量df/f的宽度约为500ppm，所以本振荡电路能够充分发挥可利用外部电压改变频率的VCXO的作用。

如上所述，由于将一对反相电路连接成倾斜的交叉状构成石英振荡电路，所以两个振荡输出能够完全保持相位差180度，能够提供适合于高速数据传输的压电振荡器。并且，由于不需要用于使振荡器输出的相位相差180度的新的缓冲电路等，所以能够实现小型化，通过在所述石英振荡电路的后级使用普通的差动放大器结构的接收驱动器，可以构成例如去除了在振荡电路内产生的同相噪声的低噪声振荡器。

在本实施例中，反相电路使用了CMOS反相器，但本发明不限于此，也可以使用LVPECL、LVDS等构成。

(第2实施方式)

图5是表示本发明的第2实施方式的石英振荡器的电路图。所述石英振荡器通过使第1CMOS反相电路IC1和与所述第1CMOS反相电路IC1相同的第2CMOS反相电路IC2形成为倾斜的交叉状而构成。所述第1CMOS反相电路IC1的输入和所述第2CMOS反相电路IC2的输出通过直流成分切断用电容C4连接，所述第1CMOS反相电路IC1的输出和所述第2CMOS反相电路IC2的输入通过直流成分切断用电容C3连接。另外，所述第1CMOS反相电路IC1的输入和所述第2CMOS反相电路IC2的输入通过石英振子X1和作为频率调整电路的可变电容Cv的串联电路连接。另外，所述第1CMOS反相电路IC1的输出通过负荷电容C1接地，并且通过电阻R1与所述第1CMOS反相电路IC1的输入连接。所述第2CMOS反相电路IC2的输出通过负荷电容C2接地，并且通过电阻R2与所述第2CMOS反相电路IC2的输入连接。如上所述，所述石英振荡器形成两个采用所述CMOS反相电路的石英振荡电路。另外，所述直流成分切断用电容C3和C4、以及所述电阻R1和R2均是相同值。

以下，对这样构成的石英振荡电路的动作原理进行说明。在图4所示的电路中，把负荷电容C1、C2的阻抗分别设为C1＝Z1、C2＝Z2，把石英振子X1和频率调整用可变电容Cv的串联电路的阻抗设为Zxt，把流过所述阻抗Z1、Z2、Zxt的电流分别设为I1、I2、Ix，当对接点a和b使用基尔霍夫定律时，得到算式(8)、(9)、(10)。

i₁＝(1+g_mz₄)i_x+g_mz₂i₂            (8)

i₂＝(1+g_mz₃)i_x+g_mz₁i₁i_x          (9)

z₁i₁+(z₃+z_xt+z₄)i_x+z₂i₂＝0       (10)

上述算式中的gm表示所述反相器IC的互电导。

将算式(8)、(9)变形，并代入算式(10)，得到算式(11)，

$z_{\mathrm{xt}}+z_3+z_4+\frac{1}{1-g_m^2{z}_1{z}_2}\{z_1+z_2+g_m(z_4{z}_1+z_3{z}_2+2z_1{z}_2)+g_m^2{z}_1{z}_2(z_3+z_4)\}=0---\left(11\right)$

此处，设z1＝z2＝zb、z3＝z4＝za，并代入算式(11)，得到算式(13)，

z₁＝z₂＝z_b，z₃＝z₄＝z_a                           (12)

$z_{\mathrm{xt}}+2z_b+\frac{2}{1-g_m^2{z}_z^2}\{z_a+g_m(z_a{z}_b+z_a^2)+g_m^2{z}_b{z}_a^2\}=0---\left(13\right)$

另外，如算式(14)所示，将za、zb分别作为电容Ca、Cb的阻抗，并代入算式(13)。

$z_a=\frac{1}{{\mathrm{jwc}}_a},z_b=\frac{1}{{\mathrm{jwc}}_b}---\left(14\right)$

$z_{\mathrm{xt}}-\frac{2g_m}{w^2{c}_a^2+g_m^2}(\frac{c_a}{c_b}+1),\frac{1}{c_c}=2\{\frac{1}{c_b}+\frac{1}{w^2{c}_a^2+g_m^2}(w^2{c}_a-\frac{g_m^2}{c_b})\}---\left(15\right)$

此时，从石英振子X1看的电路的阻抗Rc和电容成分Cc如下。

$R_c=-\frac{2g_m}{w^2{c}_a^2+g_m^2}(\frac{c_a}{c_b}+1),\frac{1}{c_c}=2\{\frac{1}{c_b}+\frac{1}{w^2{c}_a^2+g_m^2}(w^2{c}_a-\frac{g_m^2}{c_b})\}---\left(16\right)$

如前面所述，石英振荡电路的振荡条件是从石英振子看的电路的阻抗必须由负性电阻成分和电容成分构成。图5所示的本发明第2实施方式的电路根据算式(16)而满足所述条件，所以发挥石英振荡电路的功能。并且，图5的电路使用两个CMOS反相电路构成石英振荡电路，所述石英振荡电路的输出取出各个CMOS反相电路输出的一部分作为振荡输出。结果，所述各个CMOS反相电路的输入分别把另一方的CMOS反相电路输出的一部分作为输入，所以能够获得各个CMOS反相电路的输出信号是相位相差180度的信号Q和/Q的双波输出。

下面，图6和图7表示使用图5的振荡电路，把电路常数为电阻R1＝R2＝20kΩ、电容C1＝C2＝56pF、C3＝C4＝6pF的CMOS反相电路IC1和IC2作为通用的CMOS反相器IC，进行仿真和实际测定的结果。图6的特性21表示相对于振荡频率的电路负性电阻，特性22表示相对于振荡频率的电路电容特性，图7表示本实施例的石英振荡电路的输出波形。根据图6和图7得到下述结果，在振荡频率为10MHz处，电路负性电阻约为-1000Ω、电路电容约为100pF，所以图5的电路满足振荡条件，振荡时的石英振荡电路输出Q和/Q的相位也相差180度。

如上所述，将一对反相电路连接成倾斜的交叉状构成石英振荡电路，所以两个振荡输出能够完全保持相位差180度。

(第3实施方式)

图8是表示本发明的第3实施方式的石英振荡器的电路图。所述石英振荡器通过使第1CMOS反相电路IC1和与所述第1CMOS反相电路IC1相同的第2CMOS反相电路IC2形成为倾斜的交叉状而构成。所述第1CMOS反相电路IC1的输入和所述第2CMOS反相电路IC2的输出通过直流成分切断用电容C4连接，所述第1CMOS反相电路IC1的输出和所述第2CMOS反相电路IC2的输入通过直流成分切断用电容C3连接。另外，所述第1CMOS反相电路IC1的输入和所述第2CMOS反相电路IC2的输入通过石英振子X1和作为频率调整电路的可变电容Cv的串联电路连接。所述第1CMOS反相电路IC1的输出和所述第1CMOS反相电路IC1的输入通过反馈电阻R1连接，所述第2CMOS反相电路IC2的输出和所述第2CMOS反相电路IC2的输入通过电阻R2连接。

另外，所述直流成分切断用电容C3和C4以及所述电阻R1和R2均是相同值。

在如上所述构成的图8的电路中，由于电路中的负荷电容为所述CMOS反相器IC的内部附加电容Co1和Co2，所述IC内部的负荷电容与图5中的负荷电容C1、C2相比小到几乎可以忽略，所以从石英振子X1看的电路侧的阻抗等于极度减小算式(16)中的电容Ca所得的值。在算式(16)中，即使在减小了所述电容Cb的情况下，电路侧的阻抗也几乎没有变化，满足振荡条件，所以图8所示的电路发挥石英振荡电路的功能。

下面，图9和图10表示使用图8的振荡电路，把电路常数为电阻R1＝R2＝20kΩ、电容C3＝C4＝6pF的CMOS反相电路IC1和IC2作为通用的CMOS反相器IC，进行仿真和实际测定的结果。图9的特性31表示相对于所述负荷电容Ca的电路负性电阻特性，特性32表示相对于所述负荷电容Ca的电路电容特性，图10表示本实施例的输出波形。根据图9和图10得到下述结果，相对于所述负荷电容Cb的变化，电路负性电阻约为-2000Ω、而且电路具有电容性，所以图8的电路满足振荡条件，振荡时的振荡电路输出Q和/Q的相位也相差180度。

如上所述，将一对反相电路连接成倾斜的交叉状构成石英振荡电路，所以石英振荡器的两个振荡输出能够完全保持相位差180度。

在以上实施例中，以电压控制型石英振荡器为例进行了说明，但本发明不限于此，对于温度补偿型和恒温槽控制型等的石英振荡器，以及使用石英以外的压电振子的压电振荡器，也可以发挥相同的效果。

Claims (5)

1.一种使用一对反相放大器的压电振荡器，其特征在于，在第1反相放大器和第2反相放大器的门输入之间插入压电振子，在所述第1、第2反相放大器的门输入和地之间分别插入负荷电容，所述第1反相放大器的输出端子和所述第2反相放大器的输入端子通过第1直流切断用电容连接，所述第1反相放大器的输入端子和所述第2反相放大器的输出端子通过第2直流切断用电容连接，另外，在所述第1、第2反相放大器各自的输入输出之间连接电阻。

2.一种使用一对反相放大器的压电振荡器，其特征在于，在第1反相放大器和第2反相放大器的门输入之间插入压电振子，在所述第1、第2反相放大器的门输出和地之间分别插入负荷电容，所述第1反相放大器的输出端子和所述第2反相放大器的输入端子通过第1直流切断用电容连接，所述第1反相放大器的输入端子和所述第2反相放大器的输出端子通过第2直流切断用电容连接，另外，在所述第1、第2反相放大器各自的输入输出之间连接电阻。

3.一种使用一对反相放大器的压电振荡器，其特征在于，在第1反相放大器和第2反相放大器的门输入之间插入压电振子，所述第1反相放大器的输出端子和所述第2反相放大器的输入端子通过第1直流切断用电容连接，所述第1反相放大器的输入端子和所述第2反相放大器的输出端子通过第2直流切断用电容连接，另外，在所述第1、第2反相放大器各自的输入输出之间连接电阻。

4.根据权利要求1～3所述的压电振荡器，其特征在于，与所述压电振子串联地插入频率调整单元。

5.根据权利要求1～3所述的压电振荡器，其特征在于，所述第1和第2直流切断用电容的电容值彼此相等，所述负荷电容的电容值彼此相等，所述电阻的电阻值彼此相等。

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