CN1799283A

CN1799283A - 阵列扬声器系统

Info

Publication number: CN1799283A
Application number: CNA2004800150022A
Authority: CN
Inventors: 小长井裕介
Original assignee: Yamaha Corp
Current assignee: Yamaha Corp
Priority date: 2003-06-02
Filing date: 2004-06-01
Publication date: 2006-07-05
Anticipated expiration: 2024-06-01
Also published as: CN1799283B; US7397923B2; EP1631119B1; WO2004107812A1; JP2004363696A; US20070030976A1; EP1631119A1; JP4007255B2

Abstract

一种阵列扬声器系统，其中多个扬声器单元以阵列形式布置并提供有具有给定时间差的信号，从而对由它们发射的音频信号束进行指向性控制。所述阵列扬声器系统包括：延迟存储器(如移位寄存器)，该延迟存储器具有以不同延迟时间输出其输入信号的多个延迟抽头，该延迟时间以采样周期为单位而被设定；插值处理装置，用于对延迟存储器的输出进行插值处理。控制装置计算音频信号束焦点与各扬声器单元之间的距离从而得到延迟时间，并且其也对于各扬声器单元分别设定插值系数。插值处理装置对延迟存储器的输出执行线性插值。可供选择地，利用延迟存储器与插值处理装置构成FIR低通滤波器，这样执行延迟和插值处理。将经延迟和插值后的信号提供给扬声器单元，从而以高精度对音频信号束执行指向性控制。

Description

阵列扬声器系统

技术领域

本发明涉及以阵列方式布置多个扬声器单元的阵列扬声器系统。

背景技术

通常地，利用阵列扬声器控制音频信号束(即，将声波转换为具有指向性的波束)的技术已为公众所知，其中规则地布置多个扬声器单元以产生声音。例如，日本未审定专利申请公开号为H03-159600以及日本未审定专利申请公开号为S63-9300均描述了有关阵列扬声器系统的技术。

以下将参照图7说明阵列扬声器中声音指向性的控制方法。

图7中，参考标号sp-1至sp-n指彼此之间以指定间距线性排列的各扬声器单元。在产生朝向焦点X发射的音频信号束的情况下，绘出半径等于距焦点X的距离L的圆Y。连接焦点X与扬声器单元sp-1至sp-n的各连线分别与圆Y相交，对应于扬声器单元sp-i(在此，i＝1，…，n)与各交点之间的距离Li计算延迟时间(＝Li/声速(340m/s))，并将这些延迟时间施加到扬声器单元sp-i的输入信号。这样，能够以这种方式控制阵列扬声器的声音指向性：即，使得由多个扬声器单元sp-1至sp-n分别发射的音频信号束同时到达焦点X。

如上所述，将指定延迟时间施加到扬声器单元所输出的音频信号束，从而以这种方式控制阵列扬声器的声音指向性：即，使得多个音频信号束能够同时到达设定在三维空间中的所期望的指定点(或焦点)，从而能够获得这样的效果：即，指定声音好像均沿朝向焦点的方向发射。

根据前述声音指向性控制技术的应用，多个音频信号束被房间内期望的墙面反射从而在该处产生虚拟声源，由此可实现多声道环绕效果。

图8所示为前述声音指向性控制技术应用实例的示意图，其中参考标号81代表听音室，参考标号82代表诸如电视机等视频设备，参考标号83代表阵列扬声器，参考标号84代表听者。这进行5.1声道再现，其中对于中声道(C)信号，音频信号束在阵列扬声器83前方侧发出；对于主左声道(L)信号，则控制音频信号束以撞击听音室81的左侧墙壁表面，从而实现虚拟左声道85；对于主右声道(R)信号，则控制音频信号束以撞击听音室81的右侧墙壁表面，从而实现虚拟右声道86。对于左环绕声道(SL)信号，则这样控制音频信号束使得其首先被左侧墙壁表面反射，然后撞击后侧墙壁表面，从而实现虚拟左环绕声道87；对于右环绕声道(SR)信号，则这样控制音频信号束使得其首先被右侧墙壁表面反射，然后撞击后侧墙壁表面，从而实现虚拟右环绕声道88。

如上所述，通过使用阵列扬声器83，对于L声道信号、R声道信号、SL声道信号以及SR声道信号，相应的音频信号束均可受控以撞击听音室81的指定墙壁表面，从而实现虚拟声道85至88，由此能够以这样的方式实现三维声音控制：即，可以借助于虚拟声道听到相应的声音。

也存在下述应用技术：其中，对不同内容分配不同声音指向性，从而实现分别在听音室左侧和右侧听到不同内容。例如，在日本未审定专利申请公开No.H11-27604中所披露的技术。

如上所述，通过在阵列扬声器中控制音频信号束，可实现多声道再现以及不同内容的同步再现。

但是，在阵列扬声器中进行音频信号束控制时，由于音频波长差，存在一些问题。即，为控制低频范围的信号，必须充分地增大阵列扬声器的整体宽度；但为控制高频范围的信号，必须充分地减小阵列扬声器中相邻扬声器单元之间的距离。例如，为了通过控制属于基本音频波带的10kHz频率的信号的旁瓣而对音频信号束进行控制，理想情况下将相邻扬声器单元的间距设为3.4cm(＝声速340m/sec÷10kHz)，这与其波长相等或稍低于其波长。在这种情况下，相邻扬声器单元之间的延迟时间差降低至很小。

将参考图9A与图9B详述前述现象。两图中显示了阵列扬声器中相邻扬声器单元(由参考标号spa和spb表示)之间的延迟时间差，其中当控制音频信号束指向被设置得与阵列扬声器前表面相距2米的焦点X时，相邻扬声器单元以彼此之间3.4厘米的距离被分别布置。在图9A所示情况下，根据与扬声器单元spb相距1米的基准位置设定焦点X。在图9B所示情况下，根据对应于扬声器单元spb所处位置的基准位置设定焦点X。

特别地，在图9A所示情况下，扬声器单元spb与焦点X相距2.2361米，而与扬声器单元spb相邻的扬声器单元spa与焦点X相距2.2515米，其中扬声器单元spb与扬声器单元spa的延迟时间差计算如下：(2.2515m-2.2316m)÷340m/sec＝45μs。当对扬声器单元spa的输入信号施加延迟时间ta时，对扬声器单元spb的输入信号所施加的延迟时间可表示为(ta+45μs)。在图9B所示情况下，扬声器单元spb与焦点X相距2米，而扬声器单元spa与焦点X相距2.0003米，其中扬声器单元spb与扬声器单元spa的延迟时间差计算如下：0.0003m÷340m/sec＝0.9μs。在这种情况下，对扬声器单元spb的输入信号施加延迟时间(ta+0.9μs)。

如上所述，相邻扬声器单元之间的延迟时间差可能根据焦点X的位置而变化。然而，通常地，其延迟时间差范围从数十微秒至一微秒或更短，即，这是非常小的时间差。

图10所示为阵列扬声器的延迟控制电路(或音频信号束控制电路)的基本构成，其中分别对提供给各扬声器单元的信号施加延迟时间。此处所示为处理单声道信号(即，仅为一个音频信号束)的电路。通过在D/A转换器之前将已延迟的各声道信号加在一起的加法运算，可以实现处理多声道(或多音频信号束)的电路。因此，图10所示电路可被容易地扩展。

在图10中，参考标号91表示A/D转换器，参考标号92表示具有多抽头的延迟存储器，参考标号93表示与扬声器单元相连接设置的乘法器；参考标号94表示与扬声器单元相连接设置的D/A转换器；参考标号95表示形成阵列扬声器的扬声器单元；参考标号96表示用于设定延迟时间的控制装置(即，微计算机)，即，用于进行这样的设置使得延迟存储器92的一个抽头与乘法器93连接，该乘法器93被布置为与期望的扬声器单元95相连接。

在具有前述结构的延迟控制电路中，模拟输入信号通过A/D转换器91转换为数字信号，然后将该信号提供给延迟存储器92。与此相反，数字输入信号直接提供给延迟存储器92，而不必通过A/D转换器91。延迟存储器92是将多级串联的延迟元件连接在一起而构成的移位寄存器，其中，其输入信号(即，数字信号)被延迟了大于采样周期的整数倍这样的延迟时间，然后从各抽头输出。根据音频信号束所指向的焦点X的位置，微计算机96计算将施加到期望的扬声器单元的延迟时间；然后，由计算的延迟时间所表示的延迟存储器92的抽头的输出选择性地与连接期望的扬声器单元的乘法器93连接。从延迟存储器92的被选择抽头输出的延迟信号提供给乘法器93，其中，执行音频信号束控制所需的窗口处理并施加音量增益；其后，通过D/A转换器94将其转换为模拟信号，然后提供给相应的扬声器单元95，这样实现指定音频信号束的发射。

如上所述，在延迟存储器92中有选择地设置将分别施加到各扬声器单元的延迟时间，其中，这样定位抽头使得对应采样周期的延迟值形成延迟时间的最小单元。

图11所示为延迟存储器92的详细构成，其中参考标号92-1至92-5…表示串联连接以构成移位寄存器的延迟元件。

例如，当与采样周期T1同步地对每一扬声器单元的输入信号施加延迟时间D1，用于实现给定延迟时间的抽头数量可由D1/T1计算得到。

图10所示的微计算机96计算关于各扬声器单元距焦点X的距离；然后，计算对扬声器单元的输入信号所施加的延迟时间，其中，延迟时间可实现为对应于扬声器单元的延迟抽头数。延迟抽头数通过对D1/T1的小数部分进行四舍五入后而计算得到。假设D1/T1的计算结果表示为(a+b)，其中“a”表示整数部分，而“b”表示小数部分；移位寄存器的输入为X(z)，输出为Y(z)，其中以下关系成立：

当b＞0.5时，Y(z)＝X(z)z^-a。

当b≥0.5时，Y(z)＝X(z)z^-(a+1)。

当采样频率Fs设为200kHz(即，采样周期T1＝5μs)，施加的延迟时间D1设为17μs时，进行如下计算17/5＝3.4，其中a＝3，b＝0.4。在这种情况下，b＜0.5，因此Y(z)＝X(z)z^-3。

上式表示，通过形成延迟存储器92的移位寄存器的多个延迟元件中的延迟元件92-3的抽头提取施加了15μs延迟时间的信号，从而与所需延迟时间17μs相比出现2μs的误差。

如上所述，当采样频率Fs设为200kHz时，可被设置的延迟时间的最小单元就等于5μs。这使得难于实现扬声器单元之间的期望的延迟时间差。

为了提高关于延迟时间的分辨率，有必要增大采样频率Fs；但是，为了利用小的最小单元实现延迟时间，需要相对大的存储容量，并且有必要提供具有高速处理能力的D/A转换器与A/D转换器。此外，还有必要进行高速数字处理。这给电路设计带来了困难。并且出现由于电力消耗增加和高制造成本而引起的问题。而且，在诸如数字滤波等的数字信号处理的情况下，为了实现指定的特性，必须需要更大数量的抽头(即，运算电路数量)。为此，当为了提高关于延迟时间的分辨率而增大采样频率时，可能出现许多缺点。

考虑到前述情况做出本发明。因此，本发明目的在于提供一种由阵列扬声器实现的阵列扬声器系统，该阵列扬声器系统能够以高精度控制音频信号束的指向。

发明内容

本发明阵列扬声器系统以这种方式构成：即，对于以阵列形式布置的多个扬声器单元提供具有给定时间差的信号，从而控制音频信号束的指向性。该阵列扬声器系统包括：延迟控制电路(即，音频信号束控制电路)，其包括具有多个延迟抽头的延迟存储器，用于以采样周期为单位对输入信号(即，音频信号)进行延迟；以及插值处理装置，用于对基于延迟时间从延迟存储器的抽头获取的延迟信号进行插值处理，该延迟时间由控制装置(即，微计算机)计算得到，其中插值处理装置的输出提供给各扬声器单元。

可对前述插值处理装置进行变型以执行线性插值；可供选择地，可以由包括前述延迟存储器和前述插值处理装置的FIR低通滤波器(LPF)这样的形式构成。

这样，能够以高精度对扬声器单元发射的音频信号束进行指向性控制。

附图说明

图1所示为延迟控制电路的基本构成的框图，该延迟控制电路适用于根据本发明第一实施例的阵列扬声器系统；

图2所示为插值处理装置的详细构成的框图，该插值处理装置对于施加到扬声器单元的输入信号的延迟时间执行线性插值；

图3所示为关于采用不同系数进行线性插值的频率特性图；

图4所示为适用于根据本发明第二实施例的阵列扬声器系统的延迟控制电路中，使用FIR型LPF的插值处理装置的详细构成的框图；

图5所示为关于采用不同系数进行LPF插值的频率特性图；

图6A示出输入信号X(t)的波形；

图6B示出输出信号Y(t)的波形，其中Y(t)＝X(t+15μs)；

图6C示出经过线性插值的输出波形；

图6D示出经过LPF插值的输出波形；

图7为用于说明阵列扬声器中音频信号束控制方法的示意图；

图8为用于说明使用阵列扬声器的多声道再现方法的示意图；

图9A为示出相邻扬声器单元之间延迟时间差的一个实例的示意图；

图9B为示出相邻扬声器单元之间延迟时间差的另一个实例的示意图；

图10所示为延迟控制电路的框图，该延迟控制电路用于对施加到形成阵列扬声器的扬声器单元的延迟时间进行控制；

图11所示为图10所示延迟存储器的详细构成的框图。

具体实施方式

参照附图借助于实施例对本发明进行详细描述。

图1所示为延迟控制电路(或音频信号束控制电路)的基本构成的框图，该延迟控制电路适用于根据本发明第一实施例的阵列扬声器系统。图中所示为仅处理单声道音频输出(即，单音频信号束)的电路构成实例。对于多个声道，能够在A/D转换之前通过将多个声道信号加在一起的加法运算控制多个音频信号束，对于各扬声器单元分别将给定延迟时间施加给各声道信号。通过扩展图1所示电路构成，能够容易地实现多音频信号束的控制。

在图1中，参考标号1表示A/D转换器，其将关于给定声道的模拟输入信号转换为数字信号；参考标号2表示延迟存储器，其以采样周期为单位对经由A/D转换器1提供的或直接提供的数字信号进行延迟，从而从各抽头输出相应信号；参考标号3表示插值处理装置，其对延迟信号进行插值处理，该延迟信号利用延迟存储器2的各抽头的输出而将被提供给扬声器单元；参考标号4表示D/A转换器，其被设置为与构成阵列扬声器的多个扬声器单元相连接，并且其将经插值处理装置3进行插值处理的数字延迟信号转换为模拟信号；参考标号5表示扬声器单元，这些单元彼此之间以给定间距布置从而形成阵列扬声器。此外，参考标号6表示控制装置(即，微计算机)，该控制装置根据音频信号束所指向的焦点位置，分别计算焦点与各扬声器单元之间的距离，从而根据计算结果产生提供给扬声器单元5的信号，并且该控制装置根据扬声器单元设定插值处理装置3中执行插值处理所使用的系数。附带地，为了实现音频信号束控制所需要的窗口处理与音量增益，图10与图11所示前述延迟控制电路采用乘法器93；但是，为避免重复，本实施例省略对其说明及描述。

如上所述，本实施例的阵列扬声器系统中，利用插值处理设定施加到扬声器单元的输入信号的延迟值。因此，能够以高精度实现音频信号束的指向控制，而不必增大采样频率。

以下将详述插值处理装置3的构成与操作。

图2所示为插值处理装置3中执行线性插值的基本电路构成。该图中示出与单个扬声器单元5(即，多个扬声器单元中序号为“N”的扬声器单元)对应的延迟控制电路的构成。

在图2中，参考标号2-1至2-5…表示用于对输入数据施加延迟时间的延迟元件，各延迟时间根据给定的采样周期确定，其中延迟元件连接在一起形成延迟存储器2。插值处理装置3由乘法器31、32和加法器33构成，该乘法器31和32将与施加到各扬声器单元的延迟时间相对应的两个抽头的输出(即，两个延迟元件的输出)分别乘以给定系数；该加法器33将乘法器31和32的输出相加，以向D/A转换器4输出其加法运算结果。即，本实施例对每一扬声器单元进行插值处理，其中插值处理由两次乘法运算和一次加法运算构成。

例如，根据所施加的延迟时间D1与采样周期T1，通过计算D1/T1能够确定期望的延迟抽头数。根据D1/T1计算结果，该计算结果包括整数部分“a”和小数部分“b”而被表示为(a+b)，本发明实施例通过线性插值确定系数b与(1-b)，从而建立如下关系：

Y(z)＝(1-b)X(z)z^-a+bX(z)z^-(a+1)

与图11所示情况相似，当采样周期T1＝5μs，施加的延迟时间D1＝17μs时，进行如下计算17/5＝3.4，其中a＝3而b＝0.4。因此，如图2所示，能够建立如下关系。

Y(z)＝0.6X(z)z^-3+0.4X(z)z^-4

如上所述，从两个相邻抽头获取延迟信号，选择该抽头以实现所施加的延迟值；然后，通过对其小数部分施加给定权值而产生插值信号。

除在微计算机6中计算各系数之外，前述插值处理可通过简单组合乘法运算与加法运算而实现。为此，如上所述，实际形式的阵列扬声器需要多声道信号的加法运算，以及窗口系数的乘法运算。因此，无需增加新的构成元件就可实现本实施例的硬件。作为处理方法(processing resource)，传统技术对每一声道和每一扬声器输出需要一次乘法运算和一次加法运算，而本实施例需两次乘法运算和一次加法运算。

当不考虑处理器系数的字长时，前述线性插值的优势在于通过相对简单的处理，可以基本不受限制地设定任一时间精度(即，任一分辨率)。

但是，前述公式清楚表明线性插值起到低通滤波器(LPF)的作用。此外，其频率特性随系数b与(1-b)的变化而变化。

图3所示为线性插值中频率特性的实例图。其中，采样频率设为192kHz。如该图中所示，对应系数b频率特性出现频散(dispersion)。然而，对于20kHz左右的频差，出现的频散约为0.5dB或更小；对于10kHz左右的频差，出现的频散约为0.1dB或更小。根据内容的类型，这些数值确信属于实用范围。

当前述线性插值由于频率特性的变化而产生缺点时，利用低阶FIR(有限脉冲响应)类型的LPF进行插值处理可能是必要的。图4示出了插值处理装置的详细构成，该插值处理装置使用延迟控制电路(参见图1)中的低阶FIR型的LPF构成，该延迟控制电路适用于根据本发明第二实施例的阵列扬声器系统。

在图4所示第二实施例中，形成具有如下特性的FIR滤波器：

Y(z)＝a₀X(z)z^-(a-n)+…+a_nX(z)z^-a+…+a_2n+1X(z)z^-(a+n+1)

此外，微计算机6根据D1/T1计算值的小数部分b给出滤波器系数a₀，…，a_n，…，a_2n+1。

在图4所示第二实施例中，其中a＝3，b＝0.4，经三阶拉格朗日插值(n＝1)计算得到各系数，并用各系数形成使用四个抽头的LPF，即，具有如下特性的LPF：

Y(z)＝-0.064X(z)z^-2+0.672X(z)z^-3+0.448X(z)z^-4-0.056X(z)z^-5

在图4中，参考标号34、35、36与37分别表示将延迟存储器2相应抽头的输出与给定系数相乘的乘法器；参考标号38表示将乘法器34至37的输出相加的加法器。即，本实施例中的插值处理由四次乘法运算与三次加法运算实现。由于本实施例可简单地使用乘法器与加法器来实现，因此，作为处理方法，每一个输入声道和每一个输出声道需要四次乘法运算与加法运算。

滤波系数在多相滤波器设计时可预先计算得到，其中它们以列表形式存储在微计算机6中。在图4中，每单个滤波器(即，每一系数系数b)需要四个系数，因此，为了实现关于时间的64倍分辨率，有必要提供由256(＝64×4)字组成的列表。

图5所示为图4所示第二实施例的频率特性图。其中，采样频率设为192kHz。如图5所示，对于20kHz的频差，出现的频散为0.05dB或更小；对于10kHz的频差，出现的频散为0.01dB或更小。因此，使用低阶FIR滤波器可使本实施例得到充分体现。

附带地，本实施例插值处理不必局限于三阶拉格朗日插值；因此，也可采用二阶或四阶拉格朗日插值。即，二阶拉格朗日插值采用三个抽头的输出，而四阶拉格朗日插值采用五个抽头的输出。

图6A至图6D示出用于说明前述插值处理的波形。

即，图6A示出关于输入信号X(t)的波形；图6B示出关于图11所示输出信号Y(t)的波形，其中Y(t)＝X(t+15μs)；图6C示出关于图2所示线性插值输出信号Y(t)的波形，其中Y(t)＝0.6X(t+15μs)+0.4X(t+20μs)；图6D示出关于输出信号Y(t)的波形，其中Y(t)＝-0.064X(t+10μs)+0.672X(t+15μs)+0.448X(t+20μs)-0.056X(t+25μs)。

经前述插值处理，可产生理想的延迟信号(例如，用于将输入信号传送17μs的信号)。

在如图3和图5所示的线性插值和低阶LPF插值中，根据插值位置(即，由系数b确定的位置)在频率特性中可能出现频散。例如，在图3所示情况下，对于10kHz的频差，将出现0.1dB的频散。

对于所使用的可控上限频率，阵列扬声器也受到一定限制。即，当扬声器单元之间的间距分别增加至输出波长的1/2或更大时，必须在指定焦点位置之外的某一位置处调整相位，这可能使得形成两个或多个音频信号束。在实际使用中，扬声器单元直径一般设为2cm左右，由此多个扬声器单元以“Z”字形排列，从而形成二维蜂窝结构，以减小间距的有效长度。然而，但在这种情况下，很难将间距减小至小于2cm。为此，阵列扬声器的可控上限频率必须为10kHz或更低。

如上所述，阵列扬声器的可控上限频率必须限制为小于音频的上限频率。这种阵列扬声器不会受到根据插值位置的频率特性的频散的影响，因此具有与线性插值和LPF插值的一致性。

在前述实施例中，延迟存储器2形成移位寄存器，其中多个延迟元件串联连接，尽管这种方式并非是限定条件。即，要求延迟存储器2提供的延迟输出以采样周期为单位。例如，能够使用这样的数字存储器：即，将经过采样的输入信号写入其中，以及经过给定采样频率后从其中读出延迟信号。

如前所述，本发明具有以下描述的各种效果以及技术特性：

(1)能够以非常精确的分辨率设定形成阵列扬声器的扬声器单元之间的延迟时间差。另外，可利用数字处理装置的现有资源对阵列扬声器中的音频信号束进行控制。因此，无需增加新的硬件就可实现本发明。

(2)为了提高关于延迟时间的分辨率，本发明不必增大采样频率。为此，本发明无需大容量存储器和实现高速处理的D/A转换器和A/D转换器。即，本发明不要求高速数字处理。因此，本发明能够避免电力消耗的增加和成本的增加。

附带地，本发明不必局限于前述实施例。因此，如所附权利要求书中规定的本发明的变型也可包含在本发明范围之内。

Claims

1.一种阵列扬声器系统，其中具有给定时间差的信号提供给以阵列形式布置的多个扬声器单元，以对扬声器单元发射的音频信号束进行指向性控制，所述阵列扬声器系统包括：

延迟存储器，用于以采样周期为单位对输入信号进行延迟；

控制装置，用于计算将要施加到各信号的延迟时间，所述各信号分别提供给各扬声器单元；以及

插值处理装置，用于根据所述控制装置计算得到的延迟时间对所述延迟存储器的输出进行插值处理；

其中，所述插值处理装置的输出被提供给各扬声器单元。

2.根据权利要求1所述的阵列扬声器系统，其中，所述延迟存储器具有多个延迟抽头，所述延迟抽头以采样周期为单位对输入信号进行延迟，以将不同的延迟时间赋予输入信号，从而提供延迟输出。

3.根据权利要求1所述的阵列扬声器系统，其中，所述插值处理装置对所述延迟存储器的输出执行线性插值。

4.根据权利要求1所述的阵列扬声器系统，其中，利用所述延迟存储器与所述插值处理装置构成FIR低通滤波器。