CN1799209A - 在支持分组数据服务的移动通信系统中接收前向分组数据控制信道的装置与方法 - Google Patents

Abstract

一种用于减少与分组数据控制信道中的错误相关的报警的前向分组数据控制信道(F－PDCCH)接收器及使用该接收器的方法，该控制信道用于在移动通信系统中传输控制信号。在F－PDCCH接收器中，解码部分解码所接收的符号，并且计算信息字和两个路径量度之间的差的绝对值。伪警报降低功能元件把从解码部分所接收的绝对值与预定极限相比较，并且输出解码值，该解码值指示是否根据比较结果生成报警。盲时隙格式检测器基于从解码部分所接收的绝对值检测盲时隙格式。

Description

在支持分组数据服务的移动通信系统中 接收前向分组数据控制信道的装置与方法

技术领域

本发明总体上涉及一种用于在移动通信系统中接收分组数据控制信道的装置与方法。具体地讲，本发明涉及一种用于克服分组数据控制信道中接收错误的前向分组数据(forward packet data)控制信道接收装置与方法，其中的分组数据控制信道用于在码分多路存取(CDMA)系统中传输用于前向分组数据的控制信号。

背景技术

能够支持话音和短消息服务的移动通信系统正逐渐发展为能够支持多媒体服务的高级移动通信系统，这些多媒体服务诸如高速分组数据和移动图像服务以及话音服务。例如，支持分组数据服务的移动通信系统包括仅支持一种分组数据服务的CDMA2000 First Evolution-Data Only(第一发展数据优化)(1×EV-DO)系统和支持话音与分组数据服务的CDMA2000FirstEvolution-Data and Voice(第一发展数据和语音)(1×EV-DV)系统。此处，支持分组数据服务的移动通信系统指的是CDMA20001×EV-DV系统。CDMA20001×EV-DV系统使用前向分组数据信道(F-PDCH)以及前向分组数据控制信道(F-PDCCH)，F-PDCH用于把分组数据传输给移动站，F-PDCCH用于传输与前向分组数据信道同步的、用于分组数据的控制信号。以下，将参照附图描述F-PDCH和F-PDCCH之间的关系。

图1是表示通用CDMA20001×EV-DV系统的配置。如图1中所示，基站(BS)10与多个移动站(MS)21、22以及23进行通信。为了把前向高速分组数据传输给某一具体的移动站，基站10通过作为前向高速分组数据信道的F-PDCH传输数据。

F-PDCCH是用于传送控制消息的物理信道，当存在着将被传输到处于服务中的移动站21、22以及23时，基站10应传输这条控制消息。在与用于传送传输分组的F-PDCH的时刻相同的时刻传输F-PDCCH。即，为了传输高速分组数据，基站10应随F-PDCH一起传输F-PDCCH。F-PDCCH具有3种类型的时隙格式：1.25毫秒(1个时隙)、2.5毫秒(2个时隙)、以及5.0毫秒(4个时隙)。每次传输，通过把信道信息(包括载波噪声比(CNR)和载波干扰比(CIR))与其中存储了传输数据的缓冲器的状态相结合，由基站10的调度器选择时隙格式。此处，基站10不把基站10所确定的F-PDCCH的时隙格式信息(SFI)传输给处于服务中的移动站21、22以及23。因此，移动站21、22以及23的F-PDCCH接收器必须从所接收的F-PDCCH信号检测由基站10所确定的时隙格式信息。这种用于移动站的时隙格式检测方案被称为“盲时隙格式检测(BSFD)”。

图2是表示通用CDMA20001×EV-DV系统中的前向分组数据控制信道的结构。在图2中，分别由n＝1、n＝2以及n＝4代表1个时隙的格式、2个时隙的格式以及4个时隙的格式。在1×EV-DV系统中，通过F-PDCCH传输的前向分组数据控制信道信息比特(13个比特)指的是控制消息。F-PDCCH使用卷积码，校正由于在传输信道中出现的噪音而在所述13比特的控制消息或前向分组数据控制信道信息比特(13个比特)中出现的错误，并且采用用于错误检测的循环冗余检验法(CRC)。

如图2中所示，把控制消息输入于加法器31。另外，由于1×EV-DV系统是同步系统，所以把与基准时间同步的系统时间输入于偏移选择器41。该系统时间用于使得通过前向分组数据控制信道传输的信息比特随机化，并且把所随机化的信息比特转换成随机序列。从而，可以根据系统时间每1.25毫秒接收一个13比特的随机数。因此，偏移选择器41向与系统时间同步的媒体存取控制层标识(MAC_ID)组合器32输入一个偏移。

MAC_ID组合器32接收用于标识用户的8比特的MAC_ID。在MAC_ID组合器32中，把由MAC_ID所覆盖的8比特的CRC称为“内部帧质量指示符”，把另一个8比特的CRC称为“外部帧质量指示符”。所述外部帧质量指示符在加以传输之前与被称为MAC_ID的8比特二进制模式进行“异或”(即XOR)运算。在MAC_ID组合器32中，把控制消息与MAC_ID进行XOR运算的原因在于，使用了双CRC。因此，所述外部帧质量指示符由“覆盖8比特CRC的MAC-ID”表示。此处，MAC_ID指的是在识别移动站时由基站所使用的唯一的数字。

把从MAC_ID组合器32输出的信息输入CRC加法器33。CRC加法器33把8比特的CRC与从MAC_ID组合器32输出的信息相加，以致接收器能够确定所接收的控制消息是否是有缺陷的。把从CRC加法器33输出的信息输入尾比特加法器34。尾比特加法器34把8个尾比特添加于CRC添加的信息。此处，把所添加的尾比特用于卷积码的零状态终止。将简要描述CRC结构及其详细的块。如果既接收了13比特的信息字也接收了8个比特的尾比特，则就路径传播而言，卷积码总是终止于格子结构(trellis)上的零状态。把从尾比特加法器34输出的信息输入卷积编码器35。卷积编码器35进行编码，以校正由于前向分组数据控制信道的射频环境中出现的噪音而在传输控制信息中产生的错误。根据时隙格式的不同，设置不同的编码率。

卷积编码器35的输出在一个符号重复器36中经历符号重复，并且在一个符号收缩器(puncturer)37中经历符号收缩(puncturing)，然后把符号收缩器37的输出输入块交织器(interleaver)38。块交织器38根据时隙格式使得所输入的符号进行块交织(block-interleave)，并且块交织后的符号在信号点映像器(signal point mapper)39中经历信号映像。在被块交织后，在信道增益器40中，所映像的符号乘以一个信道增益，然后通过前向分组数据控制信道被传输。

除了用于F-PDCH的控制消息外，接收器还可以传输用于正确识别CDMA传输器所使用的沃尔什覆盖(Walsh cover)上的信息的信息。这一信息用于把基站10所使用的Walsh信息传输给连接于基站10的移动站21、22或者23，并且将其称为“Walsh屏蔽”，以及把13比特的信息用于Walsh屏蔽。如果8个MAC_ID比特全为‘0’，则基站10传输用于F-PDCCH的13比特信息字的Walsh屏蔽信息。然而，如果8个MAC_ID比特不全为‘0’，则基站10传输用于随该13比特信息字一起传输的F-PDCH的控制消息(例如，分组大小和编码率)。因此，移动站21、22以及23总是在F-PDCCH解码期间检验MAC_ID，并且根据作为检验结果的8个MAC_ID比特是否全为‘0’，执行不同的操作。

以下，将参照附图描述用于在使用F-PDCCH的CDMA20001×EV-DV系统中接收F-PDCCH的接收器的结构，以及用于检验该接收器的特性的实例。

图3表示了通用CDMA20001×EV-DV系统中的F-PDCCH收发器的结构。参照图3，当接收数据时，双CRC加法器51使用MAC_ID和与其相加的CRC对所接收的数据进行双CRC处理，然后在卷积编码器52中对双CRC处理后的数据进行编码。所编码后的符号在符号重复与收缩部分53中经历符号重复和符号收缩，然后在信道交织器54中经历信道交织(channelinterleaving)。信道交织器54用于散布由于多路衰落信道所导致的、在所接收信号中出现的突发错误。通过信道环境80，把所交织的符号输入接收器。

接收器粗略地划分为接收处理器60和盲时隙格式检测器70。接收处理器60包括信道去交织器(deinterleaver)61、符号组合/零插入部分62、维特比(Viterbi)解码器63、以及CRC/MAC_ID检验器64。信道去交织器61对所接收的符号进行去交织。符号组合与零插入部分62对去交织后的符号执行为传输前向分组数据控制信道所执行的符号重复和符号收缩过程的反向过程。维特比解码器63对卷积编码的符号进行解码，并且输出控制消息。CRC/MAC_ID检验器64检验控制消息中的CRC/MAC_ID。

可以把CRC/MAC_ID检验器64中检测前向分组数据控制信道上的控制消息的方法粗略地划分为以下的两种方法。

在第一种方法中，接收器根据通过维特比解码所解码的13比特信息字和覆盖8比特CRC的MAC_ID检测内部CRC。该接收器可以根据CRC检验结果检测信息字。

在第二种方法中，接收器顺序地检验外部CRC，维持了第一种方法的结果。该接收器可以使用该检验结果和关于两个MAC_ID之间比较的结果检测信息字。

对于高速数据传输，CDMA20001×EV-DV系统使用了一个快速混合自动重复请求(FHARQ)，以改进物理信道的性能。通常，FHARQ使用N个ARQ(自动重复请求)信道，而CDMA20001×EV-DV系统使用N＝4的FHARQ。以下，将参照图4A至4C，描述N＝4的FHARQ的实例。在这些图中，A、B、C以及D代表传输分组数据的移动站。

如图4A中所示，基站或传输器可以连续地执行最多4个HARQ传输。例如，无论传输到移动站A的分组是否被成功地接收到，基站会在非传输期把新的分组顺序地传输给最多3个移动站B、C以及D，直到其把下一个分组传输给移动站A为止。这被称为“N＝4的FHARQ”，并且该传输方案被称为“用户多样性”。用户多样性已被建议用于使得信道资源的利用率最大化。例如，如图4B中所示，当请求分组数据服务的几个移动站失活时，基站暂停F-PDCCH的传输，并且在非传输期间仅有噪音存在。

例如，如图4C中所示，在N＝4的FHARQ的情况下，基站可以连续地把4个新的分组传输给同一移动站A。在这种情况下，移动站A连续地接收分组，并且在非操作间隔(NOI)所接收的所有F-PDCCH都指向(target)移动站A。在图4A中，应该注意的是，由于在传输期间，即在移动站A的非操作间隔(NOI)期间，所接收到的用于移动站B和C的F-PDCCH没有赋予移动站A，所以移动站A不进行操作。而且，每个移动站必须总是接收赋予其的F-PDCCH，并且根据传输协议执行尽可能正确的操作。在图4B中，由于在没有向其传输F-PDCCH的移动站A的非操作间隔(NOI)所接收的噪音是无意义的，所以移动站A不应启用其F-PDCCH接收器。

根据CDMA20001×EV-DV标准，使用用于分组传输的F-PDCH的移动站只有在F-PDCCH赋予其时才对F-PDCH上的数据进行解调。根据该解调结果，移动站通过反向信道传输认可(ACK)信号或者不认可(NAK)信号。然而，在该系统的实际操作中，移动站可能会由于在信道中出现的噪音与干扰而发生错误。在下列情况下，移动站会发生错误。

首先，当基站所选择的移动站因噪音或干扰不能够正确地接收基站所传输的F-PDCCH时，出现错误。在这种情况下，因为移动站由于F-PDCCH错误不能够识别是否传输了F-PDCH，所以尽管其不能接收分组或者其接收F-PDCH，但移动站由于有缺陷的控制消息而导致不能对F-PDCH进行解码，因此，通过反向信道传输NAK。然而，在这种情况下，由于需要1×EV-DV标准中所定义的HARQ，所以基站可以使用HARQ解决该问题。

其次，当基站所选择的移动站因噪音或干扰不能够正确地接收基站所传输的F-PDCCH时，出现错误，具体地讲，该移动站由于F-PDCCH错误而将MAC_ID误认为全零MAC_ID，即Walsh屏蔽更新信息。在这种情况下，移动站由于不正确的信息而改变了其自己的Walsh屏蔽。因此，尽管F-PDCH被解码，但大多数F-PDCH由于Walsh解调错误而遭遇解码错误。于是，移动站通过反向信道传输NAK，并不断地重复这种事件，直到再次生成正确的Walsh屏蔽为止。即，移动站总是向基站传输NAK。通过举例的方式在图5中说明了这种事件。参照图5，移动站由于在时刻T1产生的F-PDCCH伪警报而执行不正确的Walsh屏蔽更新，并且不断地产生F-PDCH错误，直至时刻T2为止。

然而，在引发最严重问题的第二种情况下，基站所选择的移动站由于不正确的Walsh屏蔽信息而连续地产生F-PDCH接收错误，直到基站传输新的Walsh屏蔽信息。在图4A和4B的情况中出现了这种事件。因此，移动站的接收器需要一种能够诊断F-PDCCH错误所导致的不正确的Walsh屏蔽信息，并且纠正不正确的Walsh屏蔽信息的功能。

第三，当未被基站选择的移动站由于噪音或干扰而将基站所传输的F-PDCCH误认为其F-PDCCH时，出现错误。在这种情况下，移动站对F-PDCH进行解码，从而出现了F-PDCH被接收的错误。然而，移动站不能进行解码，并通过反向信道传输NAK。

第四，当未被基站选择的移动站由于噪音或干扰而将基站所传输的F-PDCCH误认为其F-PDCCH时，出现错误，具体地讲，该移动站由于F-PDCCH错误而将MAC_ID误认为全零MAC_ID，即Walsh屏蔽更新信息。在这种情况下，移动站由于不正确的信息而改变其自己的Walsh屏蔽。因此，尽管F-PDCH被解码，但大多数F-PDCH由于Walsh解调错误而遭遇解码错误。于是，移动站通过反向信道传输NAK，并继续重复这种事件，直到Walsh屏蔽再次被更新。即，移动站总是向基站传输NAK。

出于下列原因，第三和第四情况在前向信道中没有引发严重问题。即，由于基站知道应该接收由基站所传输的分组的移动站的MAC_ID，所以基站对通过反向信道所接收的移动站的MAC_ID进行比较，并且如果所接收的MAC_ID与包括在其中的MAC_ID不同，则允许基站忽视从移动站所接收的NAK并不采取行动。然而，用于反向传输AVK/NAK的反向ACK信道(R-ACKCH)以及用于由未被选择的移动站传输CIR的反向信道质量指示符信道(R-CQICH)的占用，导致对反向信道资源的不必要的占用以及对正常移动站的R-ACKCH的干扰，由此降低了来自所选择的移动站的ACKCH信号的质量。

如以上所描述的，在CDMA20001×EV-DV中，移动站应该精确地分析基站所传输的SFI，应该对关于基站所传输的SFI的分析结果进行可靠性因素检验。即，尽管移动站检测了SFI，但其还应该检测正确的13个信息比特和MAC_ID。如果接收到不正确的信息字，则移动站会出现以上所述的错误。最终，在MAC_ID中出现的错误可能导致非常严重的问题。即使在未来的系统中，这样的问题也不会被充分加以考虑。当然，尽管把CRC用作解决这种问题的方法，但由于在非操作间隔(NOI)内的MAC_ID中的错误而导致使用相同MAC_ID所传输的相继数据分组全部有缺陷，从而导致接收器操作可靠性的变差。

发明内容

因此，本发明的一个目的是，提供一种用于降低码分多路存取(CDMA)系统中分组数据控制信道的伪警报率(FAR)的装置与方法。

本发明的另一个目的是，提供一种当基站所选择的移动站由于分组数据控制信道中的接收错误而接收到不正确的控制消息时，用于防止移动站出现误操作的伪警报率降低装置与方法。

本发明还有一个目的是，提供一种当未被基站选择的移动站由于分组数据控制信道中的接收错误而接收到不正确的控制消息时，用于防止对反向信道资源的低效使用以及由于移动站的误操作所导致的干扰的伪警报率降低装置与方法。

本发明还有一个目的是，提供一种用于通过预先判断Walsh更新信息的真或假去来除不正确Walsh屏蔽信息以及采用正确Walsh屏蔽信息取代不正确Walsh屏蔽信息的伪警报率降低装置与方法。

为了实现以上的和其它目的，提供了一种前向分组数据控制信道(F-PDCCH)接收器，用于减少与用于在移动通信系统中传输控制信号的分组数据控制信道中的错误相关的警报。在F-PDCCH接收器中，解码部分解码所接收的符号，并且计算信息字和两个路径量度之间的差的绝对值。伪警报降低功能元件(function)对从解码部分所接收的绝对值和预定的极限进行比较，并且输出解码值，该解码值指示报警是否根据比较结果生成。盲时隙格式检测器基于从解码部分所接收的绝对值检测盲时隙格式。

为了实现以上的和其它目的，提供了一种减少与移动通信系统中用于传输控制信号的一个分组数据控制信道中的错误相关的报警的方法。

为了实现以上的和其它目的，提供了一种方法，用于减少与用于在移动通信系统中传输控制信号的分组数据控制信道中的错误相关的警报。该方法包括：解码所接收的符号，并且计算信息字和两个路径量度之间的差的绝对值；对从解码部分所接收的绝对值和预定的极限进行比较，并且输出解码值，该解码值指示报警是否根据比较结果生成；基于从解码部分所接收的绝对值检测盲时隙格式。

附图说明

通过以下结合附图所进行的详细描述，本发明以上的和其它的目的、特性以及优点，将会变得更加明显，其中：

图1是表示传统码分多路存取2000(CDMA2000)First Evolution-Data andVoice(1×EV-DV)系统的配置的示意图；

图2是表示传统的CDMA20001×EV-DV系统中的前向分组数据控制信道的结构的示意图；

图3是表示传统的CDMA20001×EV-DV系统中的前向分组数据控制信道(F-PDCCH)收发器的结构的示意图；

图4A至4C是表示传统的CDMA20001×EV-DV系统中的快速混合自动重复请求(FHARQ)的一些实例的示意图。

图5是表示传统的CDMA20001×EV-DV系统中因F-PDCCH错误而导致分组数据信道中出现错误的实例的示意图；

图6是表示根据本发明实施例的CDMA20001×EV-DV系统中的F-PDCCH接收器的结构的示意图；

图7是表示根据本发明的实施例的维特比解码部分中路径量度计算与比较的实例的示意图；

图8是表示使用根据本发明的实施例的维特比解码部分计算路径量度和MD_MLS的方法的示意图；

图9是表示根据本发明的实施例使用的MD_MLS的、具有伪警报降低功能元件的接收器的结构的示意图；

图10是表示根据本发明的实施例的F-PDCCH接收器中伪警报降低功能元件的详细结构的示意图；以及

图11是表示根据本发明的实施例的F-PDCCH接收器的操作的示意图。

具体实施方式

现在，将参照附图详细描述本发明的实施例。在以下的描述中，为简洁起见，省略了对此处包含的已知功能元件与配置的详细的描述。

本发明涉及码分多路存取2000(CDMA2000)1×Rev.C，即一种同步CDMA移动通信系统(以下将其称为First Evolution-Data and Voice(1×EV-DV))中所使用的物理信道。应该注意的是，本发明的这一实施例并不仅仅局限于CDMA20001x Rev.C，而且还可应用于针对异步宽带CDMA(WCDMA)的高速下行链路分组存取(HSDPA)中所使用的传输控制信道。另外，本发明的实施例除了退出因素(exiting factor)外还使用了补充时隙格式决策信息。本发明的实施例在时隙格式决策信息中使用最大可能状态的度量差(MD_MLS)改进了盲时隙格式检测(BSFD)的性能，其中的度量差为维特比解码器的度量差。

图6是表示根据本发明一个实施例的CDMA20001×EV-DV系统中的前向分组数据控制信道(F-PDCCH)接收器的结构的示意图。参照图6，F-PDCCH接收器使用MD_MLS检测盲时隙格式。F-PDCCH接收器包括：维特比解码部分110，用于通过根据时隙格式对所接收的符号进行维特比解码，计算MD_MLS；以及BSFD检测器130，用于基于所计算的MD_MLS检测盲时隙格式。而且，F-PDCCH接收器还包括CRC检验部分120，用于对从维特比解码部分110输出的29个解码后的比特的信息字进行循环冗余检验法(CRC)检验。

维特比解码部分110包括用于对所接收的信号进行维特比解码的维特比解码器111，以及用于计算MD_MLS的MD_MLS计算器112。每次在就n＝1SFI、n＝2SFI、以及n＝4SFI的每一情况进行解码时，MD_MLS计算器112计算MD_MLS，其中的MD_MLS代表输入给作为最大可能状态的零状态的两个路径度量之间的差的绝对值。MD_MLS计算器112分别针对n＝1SFI、n＝2SFI、以及n＝4SFI输出MD_MLS_1、MD_MLS_2以及MD_MLS_4。两个路径度量指的是幸存者路径和竞争者路径，它们在帧的最后阶段的零状态下结合在一起。尽管此处MD_MLS计算器112独立于维特比解码器111，但本发明的实施例中，MD_MLS计算器112也可以包含在维特比解码器111中。另外，还可以使用不同种类的解码器取代维特比解码器。

CRC检验部分120包括内部CRC检验器121和外部CRC检验器122。CRC检验部分120对内部CRC和外部CRC进行CRC检验，并且把CRC检验结果输出于BSFD检测器130。内部CRC检验器121对从维特比解码器111输出的最好为29个解码后的比特的信息字A进行CRC检验，而外部CRC检验器122对从维特比解码器111输出的最好为21个解码后的比特的信息字B进行CRC检验。在从维特比解码器111输出的信息字中，优选是，把13个比特的信息字C输出为控制消息。还有，外部CRC检验器122还可以进行媒体存取控制层标识(MAC_ID)检验。

BSFD检测器130确定正确的时隙格式信息(SFI)，并且根据所接收的内部CRC、外部CRC以及MD_MLS，判断MAC_ID是否为0，以及确定所解码的F-PDCCH的13比特信息字C。

现在，将参照图7描述一种用于计算F-PDCCH接收器中幸存者路径和竞争者路径之间的路径度量差的方法。

如图7中所说明，维特比解码部分110仅考虑零状态，因为所有代码字总是通过零状态终止在格子结构上的零状态结合在一起。维特比解码部分110计算幸存者路径和竞争者路径之间的路径度量差，幸存者路径和竞争者路径在帧的最后阶段的零状态结合在一起。所计算的路径度量差的绝对值MA_MLS随所接收的信号的信噪比(SNR)的增加而增加。另外，MA_MLS也随所接收的信号的SNR的减小而减小。也把MA_MLS称为“山本(Yamamoto)质量差”，以纪念提交了一篇公开MA_MLS内容的论文的山本先生。

出于这些原因，使用维特比解码部分110的系统可以使用MA_MLS检测错误。例如，当MA_MLS的值小于某一特定的极限时，维特比解码部分110输出表示其解码结果是假的或不正确的信号(或报警)，因此可以检测错误。这对于熟悉本技术领域的技术人员来说是公知，因此将省略对其的详细描述。

现在，将描述一种用于检测移动通信系统的F-PDCCH接收器中的错误的方法，该移动通信系统具有维特比解码器，该维特比解码器使用两个路径度量之间的差。

例如，如图7中所示，把在格子结构上的状态(或节点)处结合的路径分类为幸存者路径和竞争者路径，如上所述。如果把相应于每一路径的路径度量定义为λ(x)，则可以把可靠性函数定义为两个路径度量之间的差，而且可靠性函数的值随极限A变化。这可由下列方程表示：

λ_j(a-e)≥λ_j(c-f)+A或λ_j(a-e)≥λ_j(c-f)≥A

                                         ………(1)

在方程(1)中，‘A’表示具有正值的常数，并且是用于确定检测器的检测率的值。当‘A’的值较大时，错误检测率增加，但错误纠正能力下降。因此，必须根据使用中的系统确定最佳的‘A’。在使用编码率为1/b的块卷积代码的系统中，应该考虑这种方法，以下将描述这种方法。

把传输器所传输的信息字定义为I，将其长度定义为L，并且把相应于其的代码字定义为C。另外，把正好相反发出该代码字信号(0/1或者+m/-m)所传输的序列定义为X。此处，‘m’表示传输符号的大小。如果把存在于信道中的附加白高斯噪音定义为N，则接收器所接收的序列Y变为Y＝X+N。把代码字和序列表示为以下所示的方程(2)至(6)。在方程(2)至(6)中，{R}表示实数集合，而且所接收的信号具有所有可能的实数。

I＝(i₀，i₁，i₂，...i_k，i_k+1，...i_L-1)......(2)

C＝(c₀，c_l，c₂，...c_k，c_k+1，...c_L-1)，其中 $c_j=(c_j^0,c_j^1,...c_j^{b-1}),$ c_j ^s∈{0，1}.....(3)

X＝(x₀，x₁，x₂，...x_k，x_k+1，...x_L-1)，其中 $x_j=(x_j^0,x_j^1,...x_j^{b-1})$ x_j ^s∈{R}.....(4)

N＝(n₀，n₁，n₂，...n_k，n_k+1，...n_L-1)，其中 $n_j=(n_j^0,n_j^1,...n_j^{b-1})$ n_j ^s∈{R}.....(5)

Y＝(y₀，y₁，y₂，...y_k，y_k+1，...y_L-1)，其中 $y_j=(y_j^0,y_j^1,...y_j^{b-1})$ y_j ^s∈{R}....(6)

因此，维特比解码部分110应该从所接收的序列Y检测最大可能性的序列C。为此，维特比解码部分110计算路径度量，并且沿相应于整个帧或块大小的路径继续，同时累计计算结果，从而可确定最大可能路径。以下，将参照附图详细描述一种计算路径度量的方法。

图8是表示一种使用根据本发明实施例的维特比解码部分计算路径量度和MD_MLS的方法的示意图。参照图8，为了计算MD_MLS，维特比解码部分110保留了从第一分支到最后第(L-1)分支的所有路径量度。这是因为当路径量度的绝对值由于中间过程中的规格化而改变时，根据信息字的长度L提供不正确的可靠性函数值。因此，当需要规格化时，随后必须补偿所规格化的值。为此，应存储所规格化的值。使用某种类型的规格化常数比例因子存储所规格化的值。

接下来，维特比解码部分110在第L分支的零状态，即最后状态或最大可能状态(MLS)时，计算幸存者路径和竞争者路径之间的路径度量。幸存者路径和竞争者路径之间的路径度量由下列表达式表示：

${\mathrm{\λ}}_{\mathrm{surv}}\left(L\right)=\underset{k=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}\log \left\{\mathrm{Pr}\left(Y\right|X_{\mathrm{surv}})\right\}---\left(7\right)$

${\mathrm{\λ}}_{\mathrm{comp}}\left(L\right)=\underset{k=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}\log \left\{\mathrm{Pr}\left(Y\right|X_{\mathrm{comp}})\right\}---\left(8\right)$

因此，把MD_MLS计算为幸存者路径和竞争者路径之间的路径度量差的绝对值，这由下列表达式表示：

$\mathrm{MD}\_\mathrm{MLS}=|{\mathrm{\λ}}_{\mathrm{surv}}\left(L\right)-{\mathrm{\λ}}_{\mathrm{comp}}\left(L\right)|$

$=\left|\underset{k=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}\log \right\{\left(Y\right|X_{\mathrm{surv}})\}-\underset{k=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}\log \{\mathrm{Pr}\left(Y\right|X_{\mathrm{comp}})\left\}\right|---\left(9\right)$

现在，将参照图4A至4C描述图3的FHARQ收发器连续/不连续传输ACK/NAK时MD_MLS的大小的变化。

参照图1和4A，当移动站A(21)在没有F-PDCCH向其传输的非操作间隔(NOI)正监视F-PDCCH时，接收SNR是非常低的。当尽管移动站A(21)向基站10发送了分组请求，但基站10由于其正服务于另一个移动站，所以在预定的时间之前不能服务于移动站A(21)时，可能出现这种情况。由于所接收的数据不是实际上以移动站A(21)为目标的传输数据，所以关于所接收数据的F-PDCCH的SFI不同于赋予移动站A(21)的F-PDCCH的SFI，而且由于F-PDCCH超出时间排列，所接收数据被识别为其错误率为1/2的随机数据。因此，把所接收数据视为通过其中SNR非常低并且MD_MLS具有非常小的值的信道环境所接收的数据。

参照图1和4B，当移动站A(21)在其中基站10不传输F-PDCCH的闲置状态下接收F-PDCCH时，接收SNR是非常低的。当尽管移动站A(21)向基站10发送了分组请求，但基站10根据调度过程在预定的时间之前不能服务于移动站A(21)时，可能出现这种情况。即，由于移动站A(21)的接收器接收噪音并对噪音进行维特比解码，所接收符号的错误率大约为1/2。在这种情况下，大多数数据不能进行解码。因此，MD_MLS具有非常小的值。

参照图1和4C，当把F-PDCCH正常地赋予移动站A(21)时，所接收的F-PDCCH信号的SNR是非常高的。在这种情况下，所接收符号的错误率通常小于0.001。特别是，分组数据控制信道的功率通常设置得非常高。实际上，可以把基站的总传输功率的大约25％赋予分组数据控制信道，而且接收SNR非常高。因此，MD_MLS具有非常大的值。

现在，将描述一种用于降低伪警报率以改进移动通信系统的性能的方法，其中的伪警报率是一种指示F-PDCCH错误发生情况的信息率。

图9是表示根据本发明实施例使用MD_MLS的、具有伪警报降低功能元件的接收器的结构的示意图。参照图9，F-PDCH接收器包括：维特比解码部分110，用于对所接收的符号进行维特比解码和计算MD_MLS；BSFD检测器130，用于检测盲时隙格式和输出时隙格式信息(SFI)与MAC_ID；以及伪警报降低功能元件(FARF)140，用于输出维特比解码值，包括用于指示伪警报的信息(Valid_维特比_Decoding(1/0))。另外，F-PDCH接收器还包括连接于BSFD检测器130的转换器150，用于根据维特比解码值输出BSFD检测结果。伪警报降低功能元件140可以用作BSFD检测器130的内部功能块或者外部功能块。

伪警报降低功能元件140判断BSFD检测器130的检测结果是否有效，并且根据判断结果控制转换器150。为了方便起见，图9中没有表示出图6的连接于BSFD检测器130的、用于传输BSFD检测结果的内部CRC检验器121和外部CRC检验器122。以下，将参照附图详细描述伪警报降低功能元件140。

图10是表示根据本发明实施例的F-PDCCH接收器中伪警报降低功能元件的详细结构的示意图。参照图10，伪警报降低功能元件140包括：比较器141、142以及143，用于把从维特比解码部分110所接收的MD_MLS_1、MD_MLS_2以及MD_MLS_4与其预定极限进行比较；以及伪警报测量器145，用于基于从比较器141、142以及143输出的比较结果测量伪警报。

维特比解码部分110把通过路径度量计算所获得的MD_MLS_1、MD_MLS_2以及MD_MLS_4传输给伪警报降低功能元件140。然后，伪警报降低功能元件140把MD_MLS_1、MD_MLS_2以及MD_MLS_4与预定极限MDTH1、MDTH2以及MDTH4进行比较，并且把比较结果ID1、ID2以及ID4传输给伪警报测量器145。此处，预定极限是通过实验预先确定。为了方便起见，如果MD_MLS_1的值大于或等于MDTH1，则ID1的值设置为‘1’。而且，按同样的方式设置ID2和ID4。极限MDTH1、MDTH2以及MDTH4可以预存储在伪警报降低功能元件140中，也可以在外部控制器或系统的控制下被适应性地改变。为了方便起见，此处假设极限MDTH1、MDTH2以及MDTH4预先存储在伪警报降低功能元件140中。

最后，伪警报测量器145使用由系统定义的决策方法所确定的电路或查找表，通过ID1、ID2以及ID4的组合，输出针对维特比解码值的信号。例如，可以把方程(10)的决策公式用作用于减少伪警报的方法。

IF(ID1＝″0″and ID2＝″0″and ID3＝″0″)

                      then VALID_VITERBI_DECODING＝″0″

                                   .............(10)

在方程(10)中，如果把维特比解码值设置为‘0’(VALID_VITERBI_DECODING＝‘0’)，则表示当前维特比解码结果是无效的。因此，维特比解码值信号是表示从当前F-PDCCH输出的13比特信息字或MAC_ID＝‘0’信息字是否有效的信号。例如，如果维特比解码值为‘0’，则表示维特比解码输出是有缺陷的。然而，如果维特比解码值为‘1’，则表示维特比解码输出是正确的。F-PDCCH接收器输出BSFD检测器130的、根据维特比解码值所检测的检测结果。即，转换器150根据维特比解码值有选择地输出BSFD检测器130的检测结果，从而减少了伪警报率。

以下，将参照附图描述使用MD_MLS和伪警报功能元件的F-PDCCH接收器的操作。

图11是表示根据本发明实施例的F-PDCCH接收器的操作的流程图。参照图11，在步骤1001中，F-PDCCH接收器初始化极限MDTH1、MDTH2以及MDTH4。在步骤1002中，F-PDCCH接收器执行维特比解码，并且使用解码结果计算29比特数据和MD_MLS_1、MD_MLS_2以及MD_MLS_4。

在步骤1003中，F-PDCCH接收器使用内部CRC检验器121和外部CRC检验器122进行CRC检验。在步骤1004中，F-PDCCH接收器使用BSFD检测器130执行BSFD算法，并且检测SFI和MAC_ID。

在步骤1005中，F-PDCCH接收器从维特比解码部分110接收MD_MLS_1、MD_MLS_2以及MD_MLS_4。此后，F-PDCCH接收器把MD_MLS_1、MD_MLS_2以及MD_MLS_4与极限MDTH1、MDTH2以及MDTH4加以比较，并且输出ID1、ID2以及ID4作为比较结果。具体地讲，在步骤1006中，F-PDCCH接收器判断伪警报降低功能元件140输出的MD_MLS_1是否小于极限MDTH1。如果MD_MLS_1小于极限MDTH1，则在步骤1007中F-PDCCH接收器对MD_MLS_2与极限MDTH2进行比较。如果MD_MLS_2小于极限MDTH2，则在步骤1008中F-PDCCH接收器比较MD_MLS_4与极限MDTH4。如果MD_MLS_4小于极限MDTH4，则由于与最大可能路径相比较的不同路径，即幸存者路径和竞争者路径，之间的差是小的，所以难以确定最大可能路径。因此，难以正确地对前向分组数据信道进行解码。所以，在步骤1009中F-PDCCH接收器把维特比解码值设置为‘0’，并且在步骤1010指出F-PDCCH解码失败。

然而，如果在步骤1006至1008中断定MD_MLS_1、MD_MLS_2以及MD_MLS_4大于或等于极限MDTH1、MDTH2以及MDTH4，则由于路径度量差大，所以能够确定最大可能路径。因此，能够正确解码前向分组数据控制信道。从而，在步骤1020中，F-PDCCH接收器把维特比解码值设置为‘1’(VALID_VITERBI_DECODING＝‘1’)，并且在步骤1021中输出SFI和MAC_ID。

在步骤1006至1008的操作中，F-PDCCH接收器的伪警报降低功能元件140对维特比解码部分110所计算的MD_MLS_1、MD_MLS_2以及MD_MLS_4与极限MDTH1、MDTH2以及MDTH4进行比较，并输出分别用于MD_MLS_1、MD_MLS_2以及MD_MLS_4的ID1、ID2以及ID4。伪警报降低功能元件140输出的ID具有值‘0’或‘1’。如果ID1＝‘0’、ID2＝‘0’以及ID4＝‘0’，则伪警报测量器145输出其值为‘0’的维特比解码值，否则，伪警报测量器145输出其值为‘1’的维特比解码值。然而，也可以由用户或系统对提供给伪警报测量器145的决策方法进行不同的设置，本发明的实施例使用伪警报测量器134预先执行该决策方法，从而可以减少所接收的前向分组数据控制信道的伪警报率。

如上所述，基站所选择的移动站由于噪音或干扰而不能正确地接收该基站所传输的F-PDCCH，具体地讲，由于F-PDCCH错误，把MAC_ID误认为全零MAC_ID，即Walsh屏蔽更新信息。因此，伪警报降低功能元件把维特比解码值设置为‘0’，并且输出表明Walsh屏蔽更新信息无效的信号，从而防止移动站的误操作。

从以上的描述可以理解，本发明提供了一种伪警报降低功能元件，用于预先确定前向分组控制信道的解码结果是真还是假，并且根据伪警报降低功能元件中生成的维特比解码值，生成针对前向分组数据控制信道的伪警报，从而降低了伪警报率，因此防止了反向信道资源的浪费以及因移动站的误操作所导致的干扰。另外，在噪音信道间隔或服务于其他用户的间隔中，由MAC_ID错误所导致的Walsh屏蔽错误得到降低，从而节约了移动站的电池能量，并且增加了反向信道的容量。

尽管已参照本发明的某种实施例对本发明进行了表示与描述，然而本领域中的技术熟练人员将会认识到，在不脱离所附权利要求定义的本发明构思与范围的情况下，可以在形式与细节上对本发明进行各种改变。

Claims (18)

1.一种具有分组数据控制信道的移动通信系统中的分组数据控制信道接收器，该控制信道能够传输分组数据和传输与分组数据的传输相关的控制信息，包括：

分组数据控制信道解码部分，用于对通过分组数据控制信道所接收的符号进行解码，并且输出解码后的信息字和该信息字的解码概率值；

伪警报降低功能元件，用于把信息字的解码概率值与预定的极限相比较，并且根据比较结果输出解码有效性值；以及

转换器，用于根据解码有效性值转换信息字的输出。

2.根据权利要求1所述的分组数据控制信道接收器，其中，所述分组数据控制信道解码部分使用幸存者路径的路径度量和竞争者路径的路径度量之间的差来计算信息字的概率值。

3.根据权利要求1所述的分组数据控制信道接收器，其中，伪警报降低功能元件包括：

比较器，用于把信息字的解码概率值与预定的极限相比较；以及

伪警报测量器，用于根据所述比较器的输出确定解码有效性，并且输出解码有效性值。

4.根据权利要求1所述的分组数据控制信道接收器，还包括盲时隙格式检测器，在分组数据控制信道具有多个时隙长度时，用于检测特定的时隙格式。

5.根据权利要求4所述的分组数据控制信道接收器，还包括循环冗余检验法(CRC)检验部分，用于对从分组数据控制信道解码部分输出的信息字进行CRC检验，并且把CRC检验结果输出到盲时隙格式检测器。

6.根据权利要求5所述的分组数据控制信道接收器，其中，如果CRC检验部分的输出指示错误，盲时隙格式检测器则把时隙格式信息设置成指示无数据传输的值。

7.根据权利要求4所述的分组数据控制信道接收器，其中，伪警报降低功能元件包括：

比较器，用于把信息字的解码概率值与先前针对多个时隙长度设置的相应极限相比较；以及

伪警报测量器，用于根据比较器的输出确定解码有效性，并且输出解码有效性值。

8.根据权利要求1所述的分组数据控制信道接收器，其中，分组数据控制信道解码部分包括：

维特比解码器，用于对所接收的符号进行解码，并且输出解码后的信息字；以及

计算器，用于计算从维特比解码器所输出的信息字的概率值。

9.根据权利要求8所述的分组数据控制信道接收器，其中，所述计算器使用下列方程计算信息字的概率值：

$\mathrm{MD}\_\mathrm{MLS}=|{\mathrm{\λ}}_{\mathrm{surv}}\left(L\right)-{\mathrm{\λ}}_{\mathrm{comp}}\left(L\right)|$

$=\left|\underset{k=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}\log \right\{\mathrm{Pr}\left(Y\right|X_{\mathrm{surv}})\}-\underset{k=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}\log \{\mathrm{Pr}\left(Y\right|X_{\mathrm{comp}})\left\}\right|$

其中，λ_surv(L)表示第L分支中零状态下幸存者路径的路径度量，L代表信息字的长度，λ_comp(L)表示第L分支中零状态下竞争者路径的路径度量，X表示从传输侧所传输的序列，Y表示通过分组数据控制信道所接收的序列。

10.一种通过具有分组数据控制信道的移动通信系统中的接收器减少分组数据控制信道中接收错误的方法，该接收器接收分组数据控制信道，该控制信道能够传输分组数据和传输与分组数据的传输相关的控制信息，该方法包括下列步骤：

对通过分组数据控制信道所接收的符号进行解码，并且输出解码后的信息字和该信息字的解码概率值；

把信息字的解码概率值与预定的极限相比较，并且根据比较结果输出解码有效性值；以及

根据解码有效性值转换信息字的输出。

11.根据权利要求10所述的方法，其中，所述信息字的概率值利用幸存者路径的路径度量和竞争者路径的路径度量之间的差来计算。

12.根据权利要求10所述的方法，其中，通过把信息字的解码概率值与预定的极限相比较所述解码有效性值来确定解码有效性。

13.根据权利要求10所述的方法，还包括在分组数据控制信道具有多个时隙长度时检测特定时隙格式的步骤。

14.根据权利要求13所述的方法，还包括对信息字进行循环冗余检验(CRC)检验，以及输出CRC检验结果的步骤。

15.根据权利要求14所述的方法，其中，输出CRC检验结果的步骤包括如果CRC检验结果指示错误时，把时隙格式信息设置成指示无数据传输的值的步骤。

16.根据权利要求13所述的方法，其中，通过把信息字的解码概率值与先前针对多个时隙长度设置的相应极限相比较确定解码有效值来确定解码有效性。

17.根据权利要求10所述的方法，其中，输出信息字的解码概率值的步骤包括：

对所接收的符号进行维特比解码，并且输出解码后的信息字；以及

计算维特比解码后的信息字的概率值。

18.根据权利要求17所述的方法，其中，使用下列方程计算信息字的概率值：

$\mathrm{MD}\_\mathrm{MLS}=|{\mathrm{\λ}}_{\mathrm{surv}}\left(L\right)-{\mathrm{\λ}}_{\mathrm{comp}}\left(L\right)|$

$=\left|\underset{k=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}\log \right\{\mathrm{Pr}\left(Y\right|X_{\mathrm{surv}})\}-\underset{k=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}\log \{\mathrm{Pr}\left(Y\right|X_{\mathrm{comp}})\left\}\right|$

其中，λ_surv(L)表示第L分支中零状态下幸存者路径的路径度量，L代表信息字的长度，λ_comp(L)表示第L分支中零状态下竞争者路径的路径度量，X表示从传输侧所传输的序列，Y表示通过分组数据控制信道所接收的序列。

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