CN1795619A - 接收装置及接收方法 - Google Patents

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Abstract

在噪音分量赋予单元(105)中，使用对应于共通导频信道和分组信道的扩频率差异的定数，计算出大小相当于噪音分量的噪音相当值，在相关矩阵·相关向量计算单元(106)中，自相关矩阵的对角项上被加算噪音相当值。在权重计算单元(107)中，使用对角项被加算了噪音相当值的自相关矩阵，计算出最优权重，且在自适应均衡单元(108)中对接收信号进行均衡。这样，就可以降低因共通导频信道的扩频率与分组信道的扩频率的差异而在均衡后的分组信道中产生的噪音增强。

Description

接收装置及接收方法
技术领域
本发明有关一种接收装置及接收方法，将共通导频信道信号作为参考信号来进行自适应均衡，例如适用于通信终端装置。
背景技术
一般来说，基站装置及通信终端装置之间，电波会受到建筑物等的影响产生反射、折射或散射而形成多重传播路径。因此，多重波互相干扰而产生多路径衰落。作为下行快速分组传输为人所知的HSDPA(High SpeedDownlink Packet Access，高速下行分组接入)方式等，由于分组信道的调制多值(M-ary)数为较高的16QAM等，所以多路径衰落造成的路径间干扰会使接收特性大幅度地劣化。
于是就考虑在接收端的通信终端装置中，将共通导频信道信号作为参考信号来进行自适应均衡。一般来说，共通导频信道为提高SNR(Signal to NoiseRatio，信噪比)而用大扩频率，而用于高速分组传输的信道为增大传输效率则用小扩频率。
图1是示意以往的接收装置的结构的方框图。此图中，由基站装置发送过来的信号通过天线11由接收RF单元12接收，被接收的信号(接收信号)由接收RF单元12进行预定的接收处理(下变频和A/D变换)。经过接收处理后的信号向PL用扩频器13及自适应均衡单元17输出。
接收RF单元12输出的接收处理后的信号，在PL用扩频器13中被解扩，所使用的是在基站装置中对被接收信号代码复用的共通导频信号进行扩频时使用的扩频码，解扩后的信号向信道估计单元14及相关矩阵·相关向量计算单元15输出。
基于PL用扩频器13输出的解扩后的共通导频信号，在信道估计单元14中，由基站装置发送的信号在传播路径中受到的相位变动分量和振幅变动分量作为信道估计值来被估计，估计出的信道估计值向相关矩阵·相关向量计算单元15输出。
在相关矩阵·相关向量计算单元15中，用PL用扩频器13输出的解扩后的共通导频信号计算出输入信号的自己相关矩阵，及输入信号与期望信号的互相相关向量。并且，在进行这些计算时，考虑信道估计单元14输出的信道估计值，即传播路径中的变动。计算出的相关矩阵和相关向量向权重计算单元16输出。
在权重计算单元16中，用相关矩阵·相关向量计算单元15输出的相关矩阵及相关向量，计算基于相对输入信号向量的最小二次误差标准的最优权重，即计算出自适应均衡单元17的抽头系数。计算出的权重向自适应均衡单元17输出。
在自适应均衡单元17中，用权重计算单元16输出的权重对接收RF单元12输出的接收处理后的信号进行自适应均衡。这样，就可以将自小区信号的干扰分量均衡。自适应均衡后的信号向分组CH用扩频器18输出。
自适应均衡单元17输出的信号在分组CH用扩频器18中，用分组信道用扩频码进行解扩后，在解调器19中被解调。解调后的信号在解码器20中，被特播(turbo)解码，而得到分组数据。
这样，由于共通导频信号的扩频率大，而可以在接收装置中作为质量好的已知信号被提取出，通过利用此共通导频信道，可以确保自适应均衡单元的运作所必须的已知信号(参考信号)的可靠性，还可以提高自适应均衡单元的性能。
接着，对自适应均衡单元17所使用的权重计算原理进行说明。首先，作为自适应均衡单元17的抽头系数，在反馈抽头数为L1、前馈抽头数为L2的情况下，用共通导频信号解扩后的信号r(t)，将输入信号向量定义如下。
r(n)＝[r(n-L1)，...，r(n-1)，r(n)，r(n+1)，...，r(n+L2)]T…      (1)
另外，假设在[M1，M2]区间内生成延时分布，就可以表示成如下的矩阵形式。
r(n)＝Hu(n)+n(n)…(2)
在此，H为具有(L1+L2+1)×(L1+L2+1+M2-M1)维数的传播路径矩阵，u为具有L1+L2+1+M2-M1维数的发送信号序列，可以分别表示如下：
H = h ( M 2 ) h ( M 2 - 1 ) … h ( M 1 ) 0 … 0 0 h ( M 2 ) … h ( M 1 + 1 ) h ( M 1 ) 0 … . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 0 … 0 h ( M 2 ) … h ( M 1 + 1 ) h ( M 1 ) . . . ( 3 )
u(n)＝[u(n-L1-M2)，…，u(n-L1-M1)，u(n-L1+1-M1)，…，u(n+L2-M1)]T…   (4)
相对此输入信号向量，基于最小二次误差标准的最优权重C可以通过如下的算式求出。
C(n)＝R(n)-1P(n)…(5)
在此，R表示输入信号的自己相关矩阵(以下称为“相关矩阵”)，R表示输入信号与期望信号的互相相关向量(以下称为“相关向量”)，分别可以如下地计算出来：
R ( n ) = Σ m = 1 n λ n - m r ( n ) r H ( n ) . . . ( 6 )
P ( n ) = Σ m = 1 n λ n - m r ( n ) u 1 * ( n ) . . . ( 7 )
在式(6)及式(7)中λ为遗忘系数，且边考虑传播变动边进行加权加法。另外，式(7)中u1为共通导频信道的码元。
这样，在使用以往的自适应均衡单元的情况下，利用共通导频信道的高扩频增益，通过将自小区信号的干扰分量均衡可以提高接收质量。
但是，在上述以往的接收装置中具有以下的问题：如上所述，共通导频信道为提高SNR，而扩频率大，分组信道为扩大传输效率，则扩频率小。因此，自适应均衡单元的权重计算时所使用的相关矩阵及相关向量，由于共通导频信道的高扩频增益而呈噪音及自小区干扰分量被抑压的状态。然而，由于在实际为均衡对象的分组信道中的扩频率小于共通导频信道的，所以无法得到与共通导频信道相同的扩频增益，且自适应均衡单元的动作会使噪音增强。以下，用附图进行说明。
图2A-C为示意以往的接收装置的处理中的信号分量的概念图，概括性的示意了信号分量的大小。图2A示意接收RF单元12输出的信号S1的分量，由于共通导频信道及分组信道被扩频，所以信号分量的大小被抑压，另外自小区分量和他小区分量及白噪音占到整体的一半以上。
图2B示意PL用扩频器13输出的信号S2的分量，且可以看出由于大扩频率的共通信道被解扩，所以共通导频信道的分量变大而其它分量减小。
图2C示意分组CH用扩频器18输出的信号S3的分量，且可以看出分组信道由于解扩而得到扩频增益，所以信号分量变大，且自小区分量通过均衡被消除。然而，如上所述可以看出虽然他小区分量及白噪音为应该通过均衡被降低的分量，反而因为噪音增强而增大。
再有，在噪音增强增大的条件下，最坏的情况为其解调性能有可能比没有安装自适应均衡单元的RAKE接收器还要差。
发明内容
本发明的目的在于提供一种接收装置及接收方法，可以减小因共通导频信道的扩频率与分组信道的扩频率的差异，而在均衡后的分组信道中产生的噪音增强。
上述目的通过用对应于共通导频信道和分组信道的扩频率差异的定数，来计算相当于噪音分量大小的噪音相当值，并根据自相关矩阵及互相相关向量的作用，用所述噪音相当值来进行该自相关矩阵及互相相关向量的计算处理来实现。也就是通过，计算自相关矩阵时，在自相关矩阵的对角项上加算噪音分量，而计算互相相关向量时，使用删除了小于噪音分量的输入信号向量的所有分量的输入信号向量来实现。
附图说明
图1是示意以往的接收装置的结构的方框图。
图2A是示意以往的接收装置的处理中的信号分量的概念图。
图2B是示意以往的接收装置的处理中的信号分量的概念图。
图2C是示意以往的接收装置的处理中的信号分量的概念图。
图3是示意本发明实施方式1涉及的通信终端装置中的接收装置的结构的方框图。
图4A是示意本发明实施方式1涉及的通信终端装置中的接收装置的处理中的信号分量的概念图。
图4B是示意本发明实施方式1涉及的通信终端装置中的接收装置的处理中的信号分量的概念图。
图4C是示意本发明实施方式1涉及的通信终端装置中的接收装置的处理中的信号分量的概念图。
图5是示意本发明实施方式2涉及的通信终端装置中的接收装置的结构的方框图。
图6是示意本发明实施方式3涉及的通信终端装置中的接收装置的结构的方框图。以及
图7是示意本发明实施方式4涉及的通信终端装置中的接收装置的结构的方框图。
具体实施方式
下面，用附图来说明本发明的实施方式。
(实施方式1)
图3是示意本发明实施方式1涉及的通信终端装置中的接收装置的结构的方框图。此图中，天线101接收从基站装置发送出的信号，并将接收的信号(接收信号)向接收RF单元102输出。
接收RF单元102对接收信号执行预定的无线接收处理(下变频和A/D变换等)，并将无线接收处理后的信号向自适应均衡单元108及PL用扩频器103输出。
PL用扩频器103对接收RF单元102输出的信号用共通导频信号在基站装置中扩频时所使用的扩频码进行解扩，并将解扩后的信号向信道估计单元104、噪音分量赋予单元105及相关矩阵·相关向量计算单元106输出。
信道估计单元104基于PL用扩频器103输出的信号，将在传播路径中来自基站装置的发送信号受到的相位变动分量及振幅变动分量作为信道估计值来计算，以估计传播路径的变动。并将计算出的信道估计值向相关矩阵·相关向量计算单元106输出。
噪音分量赋予单元105用PL用扩频器103输出的输入信号的解扩结果来求输入信号向量的最大值max(r(n))。接着，让max(r(n))乘以对应于共通导频信道的扩频率和分组信道的扩频率的定数relativeSNR，来计算作为相当于噪音分量大小的噪音相当值noise_power。计算出的noise_power向相关矩阵·相关向量计算单元106输出。
相关矩阵·相关向量计算单元106用PL用扩频器103输出的解扩后的共通导频信号，来计算输入信号的自相关矩阵(以下称为“相关矩阵”)和输入信号与期望信号的互相相关向量(以下称为“相关向量”)。在计算出的相关矩阵的对角项上加算噪音分量赋予单元105输出的noise_power。并且在计算相关矩阵和相关向量时，考虑信道估计单元104输出的信道估计值，即传播路径中的变动。被赋予噪音分量的相关矩阵和相关向量向权重计算单元107输出。
权重计算单元107用相关矩阵相关向量计算单元106输出的计算结果，来计算在自适应均衡单元108设定的权重，并将计算出的权重向自适应均衡单元108输出。
自适应均衡单元108将自适应均衡单元108内的抽头系数更新成通过权重计算单元107计算出的权重，并将接收RF单元102输出的信号均衡，以修复波形的失真。均衡后的信号向分组CH用扩频器109输出。
分组CH用扩频器109用分组信道用扩频码对自适应均衡单元108输出的信号进行解扩，解扩后的信号向解调器110输出。
分组CH用扩频器109输出的解扩后的信号，在解调器110中被解调，经过解调的信号在解码器111中被特播解码，而得到分组数据。
在此，对自适应均衡单元108所使用的权重的计算方法用算式依次进行说明。首先，噪音分量赋予单元105根据共通导频信道的扩频率和分组信道的扩频率算出relativeSNR。例如，在共通导频信道的扩频率为256，分组信道的扩频率为16的情况下，为简单起见，假设扩频前两信道的SNR为0[dB]的话，对共通导频信道解扩后得到的扩频增益就为PGPL＝log10(256)24[dB]，解扩后的共通导频信道的SNR为SNRPL＝0+log10(256)24[dB]。另一方面，就可以算出对分组信道解扩后得到的扩频增益为PGPC＝log10(16)12[dB]，解扩后的分组信道的SNR为SNRPC＝0+log(16)12[dB]。relativeSNR为两SNR的差，通过PGPL-PGPC＝log10(256/16)＝log10(16)12[dB]而可以计算出。另外，此数值与作为SNR的差来计算的SNRPL-SNRPC一致。
接下来，在噪音分量赋予单元105中，用上述relativeSNR进行如下的计算，计算出相当于噪音分量大小的噪音相当值noise_power。
noise_power＝relativeSNR×max(r(n))…(8)
扩频率较大的共通导频信道对噪音分量有较大的抑制作用，然而扩频率较小的分组信道却不能够与共通导频信道相同程度地抑制噪音分量。因此，通过式(8)来预算对应于两信道扩频之差的噪音分量。
接着，在相关矩阵·相关向量计算单元106中，用通过式(8)求出的noise_power就可以如下的计算出相关矩阵R1(n)。
R 1 ( n ) = noise _ power × I + Σ m = 1 n λ n - m r ( n ) r H ( n ) . . . ( 9 )
I：单位矩阵
通过式(9)，因共通导频信道和分组导频信道的扩频率差异产生的噪音分量就被加算到相关矩阵的对角项上。原本相关矩阵的对角项，在例如考虑白噪音的情况时，就被加算噪音的平方值，于是可以认为噪音的强度是通过对角项的大小来表现的。因此，如式(9)所示的人为地将噪音分量加算在相关矩阵的对角项上，就可以将相关矩阵的信号质量向劣化的方向操作。
在权重计算单元107中，使用相关矩阵·相关向量计算单元106中通过式(7)及式(9)算出的结果，就能通过式(5)计算最优权重。在此，相关矩阵的逆矩阵所起的作用是消除多路径衰落的各路径信号分量互相带来的路径间干扰的影响。此时，通过式(9)被加算的噪音分量的作用是使互相带来的路径间干扰的影响能够被准确地消除。
这样计算出的最优权重，结果是与取分组信道的SNR的近似而计算出的权重相同，通过用此权重来进行分组信道的均衡，可以降低噪音增强还可以提高接收质量。
图4A-C是示意本发明实施方式1涉及的接收装置的处理中的信号分量的概念图。图4A示意的是接收RF单元102输出的信号S1的分量，图4B示意的是PL用扩频器103输出的信号S2的分量，图4C示意的是分组CH用扩频器109输出的信号S4的分量。
图4A、B与以往的没有变化，而在图4C中可以看到他小区分量及白噪音的噪音增强减弱的状态。
根据本实施方式，通过让共通导频信道的解扩结果中的最大值乘以对应于共通导频信道的扩频率和分组信道的扩频率的定数，可以计算出相当于噪音分量大小的噪音相当值，将算出的噪音相当值附加到输入信号向量的相关矩阵的对角项上，并通过用此相关矩阵算出的权重对接收信号进行自适应均衡，可以使因共通导频信道的扩频率和分组信道的扩频率的差异而在均衡后的分组信道中产生的噪音增强降低，还可以提高分组信道的接收质量。
并且在本实施方式中，relativeSNR，将log10(SF)作为通过扩频率SF得到的扩频增益，分别计算共通导频信道及分组信道的在扩频前的SNR上加算了此扩频增益的值，并将其作为它们的差异(比)，不过通过加上各种原因产生的误差的影像来计算relativeSNR，可以进一步增大降低噪音增强的效果。
(实施方式2)
图5是示意本发明实施方式2涉及的通信终端装置中的接收装置的结构的方框图。不过对于图5与图3相同的部分，赋予与图3相同的符号，省略其详细说明。图5与图3不同之处在于将噪音分量赋予单元105更换为微少分量消除单元301。
微少分量消除单元301，使用PL用扩频器103输出的输入信号的解扩结果来计算输入信号向量的最大值max(r(n))。接着，与在实施方式1中说明的式(8)相同，让max(r(n))乘以对应于共通导频信道的扩频率和分组信道的扩频率的定数relativeSNR，来计算噪音相当值noise_power。再者，在输入信号向量r(n)
中，将noise_power以下的分量视为噪音并置换成“0”。例如，输入信号向量的n-L1+1、n+1分量小于noise_power的情况下，如下所示：
r(n)＝[r(n-L1)，0，...，r(n-1)，r(n)，0，...，r(n+L2)]T…(10)
这样，预定分量被置换成“0”的输入信号向量r(n)，向相关矩阵·相关向量计算单元106输出。
相关矩阵·相关向量加算单元106使用微少分量消除单元301输出的输入信号向量r(n)，如式(6)及式(7)所示地计算相关矩阵及相关向量，而在权重计算单元107中使用作为式(6)的计算结果的相关矩阵和作为式(7)的计算结果的相关向量，来计算最优权重。
在此，相关向量所起的作用是分别使多路径衰落的各路径的信号分量互相增强。因此，在计算相关向量时预先删除被视为噪音的分量，而可以防止噪音分量互相增强。也就是为降低噪音增强做出贡献。
这样根据本实施方式，将小于预定值的输入信号向量的分量视为噪音且删除该分量，并通过此输入信号向量来计算相关向量，以使用算出的相关向量而得到的权重对接收信号进行均衡，就可以降低因共通导频信道和分组信道的扩频率的差异而在均衡后的分组信道中产生的噪音增强。
(实施方式3)
图6是示意本发明的实施方式3涉及的通信终端装置中的接收装置的结构的方框图。不过对于图6与图3相同的部分，赋予与图3相同的符号，省略其详细说明。图6与图3不同之处在于设置自小区/他小区干扰比计算单元401，以及将噪音分量赋予单元105更换成噪音分量赋予单元402。
自小区/他小区干扰比计算单元401，根据PL用扩频器103输出的信号计算自小区干扰分量相对他小区干扰分量的比estimatedCIR。具体来说，通过将式(1)所示的输入信号向量长时间平均化的值来计算。算出的estimatedCIR向噪音分量赋予单元402输出。
噪音分量赋予单元402，让自小区/他小区干扰比计算单元401输出的estimatedCIR乘以对应于共通导频信道和分组信道的扩频率差异的定数relativeSNR，来计算相当于噪音分量大小的值的噪音相当值noise_power。
noise_power＝relativeSNR×estimatedCIR…(11)
算出来的noise_power向相关矩阵·相关向量加算单元106输出。
相关矩阵·相关向量计算单元106执行式(9)的运算，将噪音分量赋予单元402算出的noise_power加算在相关矩阵的对角项上，而权重计算单元107用式(9)的运算结果，来计算最优权重。
这样根据本实施方式，通过让自小区干扰分量相对他小区干扰分量的比率乘以对应于共通导频信道和分组信道的扩频率差异的预定的值来计算噪音相当值，将算出的噪音相当值附加在输入信号向量的相关矩阵的对角项上，并以通过此相关矩阵算出的权重对接收信号进行自适应均衡，可以降低因共通导频信道的扩频率和分组信道的扩频率的差异而在均衡后的分组信道中产生的噪音增强，还可以提高分组信道的接收质量。
(实施方式4)
图7是示意本发明的实施方式4涉及的通信终端中的接收装置的结构的方框图。不过对于图7与图5相同的部分赋予相同的符号，并省略其详细说明。图7与图5的不同之处在于设置自小区/他小区干扰比计算单元401，以及将微少分量删除单元301更换成微少分量删除单元501。
自小区/他小区干扰比计算单元401根据PL用扩频器103输出的信号，计算自小区干扰分量相对他小区干扰分量的比estimatedCIR。具体来说，通过将式(1)所示的输入信号向量长时间平均化的值来计算。算出的estimatedCIR向微少分量消除单元501输出。
微少分量消除单元501让自小区/他小区干扰比计算单元401输出的estimatedCIR乘以对应于共通导频信道的扩频率和分组信道的扩频率的定数relativeSNR，来计算噪音相当值noise_power。在输入信号向量r(n)中，将小于noise_power的分量视为噪音且置换成“0”。预定的分量被置换成“0”的输入信号向量r(n)，向相关矩阵·相关向量计算单元106输出。
在相关矩阵·相关向量计算单元106中，使用微少分量删除单元501输出的输入信号向量r(n)，如式(6)及式(7)所示地计算相关矩阵及相关向量，而在权重计算单元107中，使用式(6)的计算结果的相关矩阵及式(7)的计算结果的相关向量，来计算最优权重。
这样根据本实施方式，通过让自小区干扰分量相对他小区干扰分量的比，乘以对应于共通导频信道和分组信道的扩频率差异的预定值，来计算噪音相当值，并将小于算出的噪音相当值的输入信号向量的分量删除，通过此输入信号向量计算相关向量，以通过算出的相关向量得到的权重对接收信号进行均衡，从而可以降低因共通导频信道和分组信道的扩频率差异而在均衡后的分组信道中产生的噪音增强，还可以提高分组信道的接收质量。
如上所述的根据本发明，用对应于共通导频信道和分组信道的扩频率差异的定数来计算大小相当于噪音分量的噪音相当值，并根据相关矩阵及相关向量的作用，使用所述噪音相当值来进行该相关矩阵及相关向量的计算处理，从而在均衡接收信号时，可以降低因共通导频信道的扩频率和分组信道的扩频率的差异而产生的噪音增强。
本说明书基于2003年5月28日提交的日本专利申请号为2003-150957的申请。其全部内容都包含于此。
产业上的利用可能性
本发明适用于将共通导频信道信号作为参考信号来进行自适应均衡的通信终端装置。

Claims (6)

1.一种接收装置，接收代码复用了以预定扩频率的扩频码扩频的共通导频信道信号和以小于所述预定扩频率的扩频码扩频的分组信道信号的信号，包括：
解扩单元，用共通导频信道信号的扩频码对接收信号进行解扩；
噪音相当值计算单元，用表示所述解扩单元的解扩结果的输入信号向量，和对应于共通导频信道信号的扩频率与分组信道信号的扩频率的差异的定数，来计算相当于噪音分量大小的值；
相关矩阵·相关向量计算单元，用通过所述噪音相当值计算单元计算出的相当于噪音分量大小的值，来计算所述输入信号向量的自相关矩阵，及所述输入信号向量与期望信号向量的互相相关向量；
权重计算单元，根据所述相关矩阵·相关向量计算单元计算出的所述自相关矩阵及所述互相相关向量来计算用于均衡的权重；
自适应均衡单元，用通过所述权重计算单元计算出的权重对接收信号的波形失真进行均衡。
2.根据权利要求1所述的接收装置，其中，所述相关矩阵·相关向量计算单元，将通过所述噪音相当值计算单元计算出的噪音相当值加算在自相关矩阵的对角项上。
3.根据取利要求1所述的接收装置，还包括：
微少分量删除单元，将小于由所述噪音相当值计算单元计算出的噪音相当值的输入信号向量的分量删除，其中，
所述相关矩阵·相关向量计算单元，用通过所述微少分量删除单元删除了预定分量的输入信号向量，来计算自相关矩阵及互相相关向量。
4.根据权利要求1所述的接收装置，其中，所述噪音相当值计算单元让所述输入信号向量的最大值，乘以对应于共通导频信道信号的扩频率和分组信道信号的扩频率的差异的定数。
5.根据所述权利要求1所述的接收装置，还包括：
自小区/他小区干扰比计算单元，用所述输入信号向量的时间平均值，来计算自小区干扰分量相对他小区干扰分量的比率，其中，
所述噪音相当值计算单元，使通过所述自小区/他小区干扰比计算单元计算出的比率，与对应于共通导频信道信号的扩频率及分组信道信号的扩频率的差异的定数相乘。
6.一种接收方法，接收代码复用了以预定扩频率的扩频码扩频的共通导频信道信号和以小于所述预定扩频率的扩频码扩频的分组信道信号的信号，包括：
解扩步骤，用共通导频信道信号的扩频码对接收信号进行解扩；
噪音相当值计算步骤，用表示所述解扩步骤的解扩结果的输入信号向量，和对应于共通导频信道信号的扩频率与分组信道信号的扩频率的差异的定数，来计算相当于噪音分量大小的值；
相关矩阵·相关向量计算步骤，用通过所述噪音相当值计算步骤计算出的相当于噪音分量大小的值，来计算所述输入信号向量的自相关矩阵，及所述输入信号向量与期望信号向量的互相相关向量；
权重计算步骤，根据所述相关矩阵·相关向量计算单元计算出的所述自相关矩阵及所述互相相关向量来计算用于均衡的权重；
自适应均衡步骤，用通过所述权重计算步骤计算出的权重对接收信号的波形失真进行均衡。
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