CN1783759A - 通用多路复用网络 - Google Patents

Abstract

本发明一般地涉及以多个耦合谐振器实施的RF和微波多路复用器。具体来说，本发明涉及这样的多路复用器，其被配置为仅需多个谐振器以及它们之间的串联、并接、交叉耦合和输入/输出耦合。本发明的主要特征是，微波分频器、组合器、循环器或其他接头对于在耦合谐振器之间分布微波能量都不是必需的。这例如是通过P通道多路复用器来实现的，该P通道多路复用器包括：P行耦合谐振器；公共输入端子，连接到至少一个所述行的第一谐振器；P个通道输出端子，与每行中的最后的谐振器连接；以及属于不同行的谐振器之间的至少一个耦合。

Description

通用多路复用网络

技术领域

本发明一般地涉及以多个耦合谐振器实施的RF和微波多路复用器。具体来说，本发明涉及这样的多路复用器，其被配置为仅需多个谐振器以及它们之间的串联、并接、交叉耦合和输入/输出耦合。

背景技术

频域多路分解器和多路复用器一般使用于通信系统中，以从单个信号或频带选择性地分离特定信号或频率带宽，或者将这些信号或频率带宽分别组合到单个信号或频带中(这些频率带宽也被称为通道)。该目的通常通过利用耦合谐振器带通滤波器(通常称为通道滤波器)和分布网络来实现，这些带通滤波器允许指定频率范围内的频率自由地通过，同时拒绝这些指定边界外的频率，以及该分布网络分离这些进入滤波器中的信号或频率，或者分别组合分别来自滤波器的这些信号或频率。

多路复用器之间的主要差异来自于分布网络(也称为多路复用网络)，因为滤波器总是耦合谐振器型的。有大量公知的技术方案用以实施这样的网络，根据每个特定设计，使用得最多的是：多分路或级联分频器()、循环器接入(drop-in)链和多支管(manifold)网络(即通过传输线的长度来连接的滤波器：波导、同轴等和“T”接头)。

这样的多路复用器及其相应设计理论的描述能够在如下文献中找到：“Design of General Manifold Multiplexers”Rhodes，J.D.；Levy，R.；Microwave Theory and Techniques，IEEE Transactions on，第27卷，1979年2月2日发行，第111-123页，“A Generalized Multiplexer Theory”Rhodes，J.D.；Levy，R.；Microwave Theory and Techniques，IEEETransactions，第27卷，1979年2月2日发行，第99-111页以及“Innovations in microwave filters and multiplexing networks forcommunications satellite systems”Kudsia，C.；Cameron，R.；Tang，W-C.；Microwave Theory and Techniques，IEEE Transactions，第40卷，1992年6月6日发行，第1133-1149页。

多路复用器设计的通常方式是分别设计每个信道滤波器，然后设计相应的多路复用网络。在多支管多路复用的情况中，需要占用完整多路复用器的最终部件优化的大部分时间以便满足电气要求，这在必须利用电磁仿真来优化数量很高的通道时就可能在计算上成本很高。

图1示出了现有技术的n阶耦合谐振器滤波器，其用作为构建模块以实施上述多路复用器。每个方框代表谐振器(不丧失一般性，它可以是集总元件(lumped elements)RLC谐振器、电介质谐振器、空腔谐振器或者现有技术中已知的任何其他类型谐振器)，连接谐振器的线条则代表耦合(不丧失一般性，它可以是集总元件电容或电感、光阑(iris)、内腔孔径或者现有技术中已知的任何其他类型的耦合)。图1的滤波器是对于n阶的规范滤波器，也就是，不丧失一般性，它可实施任何n阶传递函数。

图2示出了现有技术的P通道多路复用器，其具有1：P分频器多路复用网络。

图3示出了现有技术的P通道多路复用器，其具有循环器接入链多路分解网络。

图4示出了现有技术的P通道多路复用器，其具有多支管多路复用网络。

正如本领域技术人员将理解到的，前面所示的每个配置表现出如下缺陷：分频器表现出高的插入损耗，以及/或者可能具有大的体积；具有循环器的接入链是昂贵的，它们不适合于动力应用；最后，多支管网络具有大的占用面积和质量，它们在设计和优化上是昂贵的。

发明内容

为了消除前述多路复用网络和伴随它们的缺陷，使用了用于多路复用器的新拓扑。该拓扑包括大量相互耦合的谐振器和连接到一部分谐振器的数个输入-输出端口。

为了实现这些以及其他改进，本发明实施了多个异步调谐的耦合谐振器，其中之一耦合到公共端口，其中的多个(P个)则耦合到P个输入-输出通道端口。

按照本发明的第一实施方式，提供了2通道多路复用器，其具有：第一多个的n个串联耦合的谐振器，定义为第一行；第二多个的n个串联耦合的谐振器空腔，定义为第二行；公共端口，与第一行的预选谐振器连通；输出端子#1，与第一行的预选输出谐振器空腔连通；输出端子#2，与第二行的预选输出谐振器空腔连通；以及所述第一行与所述第二行之间的至少一个并行耦合。按照第二实施方式一-本发明更为一般的实施方式，提供了一种P通道多路复用器，具有：n个串联耦合谐振器的P个集合，定义为P行的n个连续耦合的谐振器；公共端口，与第一预选行的第一谐振器连通；以及P个输出端子，每个第i个输出端子与第i行的各个最后的谐振器连接，i是1和P之间的整数；以及第j行的至少一个谐振器与第(j+1)行的谐振器之间的至少一个耦合，i是1和P之间的整数。

按照本发明的另一甚至更为一般的实施方式，每个通道的极点数量对于不同通道可以是不同的，其意味着每行的谐振元件数量可因行而异，换而言之，上述实施方式中的n可变，对于各P通道可取P个不同值。对此将结合附图更具体地描述。

为了更好地描述本发明，这样的装置的设计步骤将在下面公开。为了该目的，将典型多路复用器(三路复用器)规范的任意实例纳入考虑之中(图5)。

第一步骤是为每个通道低通原型输出回归损耗定义复-有理函数(Chebychev)(以同一方式，为两个端口滤波器定义它们)，这就定义了多路复用器的所有极点的初始位置，以及于是定义了多路复用器的阶(谐振器数量)。初始的公共端口回归损耗被定义为所有这些函数的乘积：

$\left|{\tilde{S}}_{\mathrm{pp}}\left(s\right)\right|=\underset{i=1}{\overset{p-1}{\mathrm{\Π}}}\left|{\tilde{S}}_{\mathrm{ii}}\left(s\right)\right|$

大部分时候必须执行函数极点和零点位置的优化，以便符合公共端口处的回归损耗规范。还必须注意，纯粹为虚部的零点或者具有实部的零点均可在每个通道的响应中被指定。

一旦借助复-有理函数定义了传递函数，就必须选择适当的网络来实施这样的传递函数。该网络由通过电磁耦合而互连的节点形成。这些节点分为两类：

●谐振节点或只是谐振器

●非谐振负载节点或端口

这种网络可利用由模块形成的通用耦合矩阵来描述。每个模块的系数对应于不同类的耦合：

●两个谐振器之间的耦合，或者内部耦合。该矩阵是方形和对称的。对角线包含谐振器的自耦合，其考虑了对于基准频率的频移。

●两个端口之间的直接耦合。本文中呈现的网络不具有直接连接，该矩阵是零。因此，未表示该矩阵。

●一个端口与一个谐振器之间的耦合，或者输入/输出耦合。

应当注意，用于具有任意数量端口的网络的该耦合矩阵是用于下述滤波器的扩展耦合矩阵的一般形式，所述滤波器例如在如下中有所描述：“Synthesis of N-even order symmetric filters with N transmission zerosby means of source-load cross coupling”，J.R.Montejo-Garai，ElcctronicLetters，第36卷，第3号，第232-233页，2000年2月，或“Advancedcoupling matrix synthesis techniques for microwave filters”R.J.Cameron，IEEE Trans.Microwave Theory Tech.，第51卷，第1号，第1-10页，2003年1月。

构思用以满足图5规范的多路复用器的耦合拓扑如图6中所示。响应耦合矩阵的结构在图7中呈现，其中标出了不同子矩阵。以“X”标出非零值，所有其他值则为零。

可以看到，公共端口与通道1和3之间的功率转移是经过这些通道与中心通道(编号2)之间的数个耦合进行的。不需要外部的功率分频器或多支管。

通道之间的交互在每个通道的传输响应中引入了数个不完全零点。这些零点位于对应通道的通带中。通道之间的多个耦合用来控制这些不完全传输零点的位置。以此方式，这些零点被用来增大通道之间的选择性。应当注意，不完全传输零点或者甚至是均衡零点也能够通过在每个通道内部允许交叉耦合而在指定位置处插入。然而，这不是这里所述设计中的情形。

耦合矩阵在此情况中是利用优化算法来获得的。该算法修改了耦合系数的值，以便减少代价函数。只有来自图7的非零耦合系数被纳入考虑之中；因此，网络的耦合拓扑一直得到保证。

代价函数是二次函数。它由两个分量形成：

1.公共端口处的反射系数与三个隔离滤波器的反射系数的乘积之间的误差。这些滤波器的阶次和响应被选择为满足这些规范。

2.端口1、2和3之间的传输系数值，也就是通道端口之间的隔离系数。

在这两种情况中，仅使用了模，而不是相位。该代价函数的运用强制产生了网络响应的数个特性：

●反射零点的指定位置

●每个通带处回归损耗的指定水平

●通道端口之间尽可能低的隔离

●作为前面条件的结果，每个通道在其通带处的传输被最大化，因为对于无损网络，反射的功率，即从公共端口传输到通道端口的功率以及通道端口之间的功率，是等于入射功率的(功率守恒)。

有可能解析地计算此类代价函数的梯度。因此，基于梯度的准Newton优化算法已被使用，其方式与如下中进行的方式相似：“Synthesisof cross-coupled lossy resonator filters with multiple input/output couplingsby gradient optimization”，A.García Lampérez，M.Salazar Palma，M.J.Padilla Cruz，和I.Hidalgo Carpintero，2003 IEEE Antennas andPropagation Society International Symposium，哥伦布，OH，EEUU，2003年1月，第52-55页，“Synthesis of general topology multiple coupledresonator filters by optimization”，W.A.Atia，K.A.Zakj，和A.E.Atia，1998年IEEE MTT-S International Microwave Symposium Digest，第2卷，1998年1月，第821-824页，或“Synthesis of cross-coupled resonatorfilters using an analytical gradient-based optimization technique”，S.Amari，IEEE Trans.Microwave Theory Tech.，第48卷，第9号，第1559-1564页，2000年9月。

带通到低通的变换运用了如下参数：

●中心频率f₀＝12330MHz

●带宽：Δf＝38MHz(±19MHz)

得到的耦合矩阵在图8中示出。

从前面的低通耦合矩阵，能够以与对于带通滤波器而进行的相同的方式来计算相应的带通耦合矩阵。利用等于1的端口和谐振器处的基准阻抗，耦合矩阵在图9中示出。

网络的描述是通过每个谐振器的谐振频率来完成的：其在图10中被包含。

可以看到，中心通道的谐振器被同步地调谐，通道1和3的谐振频率的分布是关于f₀对称的。

从前面的数据中，对于本领域技术人员显然的是，利用任何类型的谐振器比如波导、电介质谐振器等来实施该电路，但是为了验证设计过程的正确性，利用集总元件谐振器和耦合来进行了仿真，也就是借助电容和电感来实施谐振器和耦合，尽管以与所述设计一样高的工作频率来实施网络并不是可行的方式。图11-16连同规范模板(mask)一起呈现了这样的实施的仿真。在这些曲线图中，实线是装置响应的不同参数，虚(“直”)线是规范模板。

附图说明

结合附图通过阅读如下描述，将更好地理解本发明的前述和其他特征、目的及优点，在附图中：

图1示出了现有技术的n阶耦合谐振器滤波器，其用作为构建模块以实施上述多路复用器。每个方框代表谐振器(不丧失一般性，它可以是集总元件RLC谐振器、电介质谐振器、空腔谐振器或者现有技术中已知的任何其他类型谐振器)，连接谐振器的线条则代表耦合(不丧失一般性，它可以是集总元件电容或电感、光阑()、内腔孔径或者现有技术中已知的任何其他类型的耦合)。图1的滤波器是对于n阶的规范滤波器，也就是，不丧失一般性，它可实施任何n阶传递函数。

图2示出了P通道多路复用器，其具有1：P分频器多路复用网络。

图3示出了P通道多路复用器，其具有循环器接入链多路分解网络。

图4示出了P通道多路复用器，其具有多支管多路复用网络。

图5示出了多路复用器的典型规范，在此情况中是三路复用器。

图6示出了按照本发明的特定三路复用器的非限制性实例的拓扑，其设计用来满足图5的规范。

图7示出了在图6所示的三路复用器的耦合矩阵中耦合强制为零。

图8示出了低通耦合矩阵实例。

图9示出了带通耦合矩阵实例。

图10示出了图6的谐振元件的谐振频率集的实例。

图11示出了在公共端口与相应输出端口之间测量的每个通道选择性的仿真。

图12示出了在公共端口与相应输出之间测量的每个通道的插入损耗平直度仿真。

图13示出了在公共端口与相应输出端口之间测量的每个通道的群延迟仿真。

图14示出了公共端口处的回归损耗仿真。

图15示出了每个输出端口处的回归损耗仿真。

图16示出了在输出端口之间测量的通道间间隔。

图17至图19示出了本发明的其他示范实施例。

具体实施方式

现在将针对图6及其以后的附图来描述本发明的各种特征，这些附图代表了本发明的数个示例性实施方式及其一些相关特性。

对于有P行、每行具有n个串联耦合谐振器的特定情况(在此情况中P＝3和n＝4)，在图6中描绘了这样的装置。该实施例是基于图5中所含的规范来设计的，其响应已被仿真以便验证预期性能。其主要性能在从图11至图15的附图中示出，在这些曲线图中实线是装置响应的不同参数，虚(“直”)线是规范模板。各通道响应是在公共端口与分别对应于通道1、2或3的每个通道端口之间测量的响应。

正如所预期的，如图12和图13所示，当在公共端口与每个通道输出之间测量时，该装置表现出三个通带，每个通带对应于不同通道。另一方面，图14示出了在公共端口处对于整个三路复用器有良好的回归损耗性能，这意味着允许该频带中的电磁信号到该装置中，而免受严重的反射损耗。但是在每个通道的输出端口处仅发现具有低衰减的相应通道信号，其他通道的信号是如图11中所示的选择性特性那样而衰减的。于是满足了三路复用器的指定功能。

一些代表性实施方式的其他实例揭示如下：

图19示出了本发明的第一个极为简单的示范实施例，其具有两行n个串联耦合谐振器(其中n是整数，按照每个通道的极点数量的规范来选择)，第一行编号为1₁，2₁，3₁，……n₁，第二行为1₂，2₂，3₂，……n₂，每行中的第一谐振器耦合到每行中的第二谐振器，每行中的第二谐振器继而耦合到第三谐振器等等，直至第n谐振器为止。公共输入端子在通信中与两个滤波器行之一的第一谐振器(谐振器1₁或1₂)连接，两个输出端子分别耦合到所述第一和第二行谐振器的第n谐振器(n₁和n₂)。

图18示出了本发明更为一般的实施方式，即P通道多路复用器，包括：

●P行n个串联耦合谐振器(其中P、n是整数，通道数量是P≥2，以及其中n是按照每个通道的极点数量的规范来选择的)，

●公共端子，与所述P个耦合谐振器行的任一行的第一谐振器连接，

●P个通道I/O端子，每个端子与每行的各个最后(第n)谐振器连接，以及

●至少一个耦合，其连接第j行的至少一个谐振器和第(j+1)行的谐振器，j属于j＝1，……，P-1(任意行的任意谐振器之间的任意耦合)。

图17示出了本发明甚至更为一般的实施方式，其为P通道多路复用器，包括：。

●P行n_i个耦合谐振器，i属于i＝1，……，P(其中P是通道数量，P≥2，n_i是耦合谐振器的整数数量，按照每个通道i的极点数量的规范来选择)，

●公共端子，与P个耦合谐振器行的任一行的第一谐振器连接，

●P个通道端子，每个通道端子与每行的所述最后(第n)谐振器连接，

●至少一个耦合，其连接第j行的至少一个谐振器和第(j+1)行的谐振器，j属于j＝1，……，P-1。

在此特定的更为一般的情况中，至少有第j行、第k行的一对行，其中j≠k和^jn_j≠^kn_k。

对于特别特定的情况，其中P＝3和n＝4，图6中所示装置是基于图5中所含的规范来设计的，其响应已被仿真以便验证预期性能，其主要性能在从图11至图16的附图中示出，在这些曲线图中实线表示装置响应的不同参数，虚(“直”)线是规范模板。这些实线示出了每个通道响应，其是在公共端口与每个通道的端口之间测量的响应。规范与仿真通道响应之间的比较表现了对于请求保护的本发明性能的兴趣。

前述多路复用器能够根据工作频带利用各种不同谐振器来实施：集总元件谐振器、电介质谐振器、单空腔谐振器、双模空腔谐振器或现有技术中已知的任何其他类型。

已经通过实例描述了本发明，不脱离本发明的构思，示范实施方式的改型和变形对于本领域技术人员将有所暗示。优选实施方式仅仅是说明性的，不应当被认为是任何方式地限制。本发明的范围是由所附权利要求限定的，而不是如前的说明书，落入权利要求范围内的所有变形和等效方案将被囊括于其中。

Claims (3)

1.一种P通道多路复用器，包括：

P(其中P是整数，且P≥2)行耦合谐振器，所述第i行包括n_i个耦合谐振器(其中n_i是整数，i是1与P之间包含1和P的整数)；

A个公共端子，与所述耦合谐振器行的至少一行的第一谐振器连通；

P个通道端子，每个通道端子与各个行(标号从1到P)的各个最后的(第n_i)谐振器连通；

至少一个耦合，其连接任何第j行的至少一个谐振器和至少第(j+1)行的谐振器(j属于j＝1，......，P-1)。

2.如权利要求1中所述的多路复用器，其中所述P行都具有相同数量n的耦合谐振器(其中P和n是整数，且P≥2)。

3.一种多路复用器，包括：

第一行n个(其中n是整数)耦合的谐振器，

第二行n个串联耦合的谐振器空腔，

公共端子，与所述第一行的所述第一谐振器连通，

至少一个耦合，其连接所述第一行谐振器与至少一个第二行谐振器，以及

输出端子，与所述第二行的所述第n谐振器空腔连通，以及第二输出端子，与所述第二行的所述第n谐振器连通。

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