JP2006157907A - 一般化多重ネットワーク - Google Patents

Abstract

【課題】本発明は一般的には、複数の結合共振器を有して実現されるＲＦおよびマイクロ波マルチプレクサを提供する。特に、本発明は、複数の共振器ならびにその間の直列、シャント、交差結合および入出／出力結合のみを必要とするように構成されたマルチプレクサに関する。
【解決手段】本発明の主要な特徴は、マイクロ波分割器、結合器、サーキュレータ、または他の接合が、結合共振器の間でのマイクロ波エネルギーの分散に必要ないことである。これはたとえば、結合共振器のＰ個の行と、前記行のうち少なくとも１行の第１の共振器に接続された共通入力端子と、各行の最後の共振器と接続されたＰ個のチャネル出力端子と、異なる行に属す共振器の間の少なくとも１つの結合とを備えるＰチャネルマルチプレクサによって達成される。
【選択図】 図６

Description

本発明は一般的には、複数の結合共振器を有して実現されるＲＦおよびマイクロ波マルチプレクサに関する。特に、本発明は、複数の共振器ならびにその間の直列、シャント、交差結合および入力／出力結合のみを必要とするように構成されたマルチプレクサに関する。

周波数領域デマルチプレクサおよびマルチプレクサは一般的には、通信システムにおいて、特定の信号または周波数帯域幅（こうした信号または周波数帯域幅は、チャネルとしても知られる）を、単一の信号または周波数帯から（あるいは単一の信号または周波数帯に）選択的に分離する（あるいは結合する）のに使われる。この目的は通常は、規定された周波数範囲内の周波数は自由に通過するが、規定されたの外側の周波数は拒絶するする結合共振器帯域通過フィルタ（通常は、チャネルフィルタと呼ばれる）と、フィルタに向かう（あるいはフィルタから出る）信号または周波数を分割する（あるいは結合する）分配ネットワークとを使用することによって達成される。

フィルタは常に結合共振器タイプなので、マルチプレクサの主な違いは、多重ネットワークとしても知られる分配ネットワークから生じる。このようなネットワークを実行するための、知られているいくつかの技術的ソリューションが存在するが、具体的な各設計に応じて最も一般的に使われるのは、マルチプルウェイまたは縦続接続された分割器、サーキュレータドロップインチェーン、およびマニホールド型ネットワーク（すなわち、導波管、同軸など、および「Ｔ」接合の伝送線の長さにより接続されたフィルタ）である。

このようなマルチプレクサの説明および対応する設計理論は、「Ｄｅｓｉｇｎ ｏｆ Ｇｅｎｅｒａｌ Ｍａｎｉｆｏｌｄ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｅｒｓ」Ｒｈｏｄｅｓ，Ｊ．Ｄ．、Ｌｅｖｙ，Ｒ．、Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｔｈｅｏｒｙ ａｎｄ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ、ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｖｏｌｕｍｅ：２７、Ｉｓｓｕｅ：２、１９７９年２月、１１１〜１２３頁、「Ａ Ｇｅｎｅｒａｌｉｚｅｄ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｅｒ Ｔｈｅｏｒｙ」Ｒｈｏｄｅｓ，Ｊ．Ｄ．、Ｌｅｖｙ，Ｒ．、Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｔｈｅｏｒｙ ａｎｄ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ、ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｖｏｌｕｍｅ：２７、Ｉｓｓｕｅ：２、１９７９年２月、９９〜１１１頁、および「Ｉｎｎｏｖａｔｉｏｎｓ ｉｎ ｍｉｃｒｏｗａｖｅ ｆｉｌｔｅｒｓ ａｎｄ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ ｎｅｔｗｏｒｋｓ ｆｏｒ ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ ｓａｔｅｌｌｉｔｅ ｓｙｓｔｅｍｓ」Ｋｕｄｓｉａ，Ｃ．、Ｃａｍｅｒｏｎ，Ｒ．、Ｔａｎｇ，Ｗ．−Ｃ．、Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｔｈｅｏｒｙ ａｎｄ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ、ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｖｏｌｕｍｅ：４０、Ｉｓｓｕｅ：６、１９９２年６月、１１３３〜１１４９頁の文献に見られ得る。

マルチプレクサを設計するための通常の手法は、各チャネルフィルタを別個に設計し、次いで、対応する多重ネットワークを設計するものである。マニホールド型多重化の場合、大抵、電気的要件を満たすために完全なマルチプレクサの要素の最終最適化が必要とされ、これは、電磁気的シミュレーションを用いて多数のチャネルが最適化されなければならない場合、計算コストがかかる可能性がある。

図１は、上述したマルチプレクサを実装するためのビルディングブロックとして使われる、従来技術のｎ次結合共振器フィルタを示す。ボックスはそれぞれ、共振器（一般性を失わずに、集中素子ＲＬＣ共振器、誘電体共振器、空洞共振器、または当該分野において知られている他のどのタイプの共振器でもよい）を表し、共振器をつなぐ線は、結合（一般性を失わずに、集中素子静電容量もしくはインダクタンス、アイリス、空洞間開口、または当該分野において知られている他の任意のタイプの結合）を表す。図１のフィルタは、ｎ次の標準的なフィルタであり、つまり、一般性を失わずに、どのｎ次伝達関数も実装することができる。

図２は、１：Ｐ分割多重ネットワークを有する従来技術のＰチャネルマルチプレクサを示す。

図３は、サーキュレータドロップインチェーン逆多重ネットワークを有する従来技術のＰチャネルマルチプレクサを示す。

図４は、マニホールド型多重ネットワークを有する従来技術のＰチャネルマルチプレクサを示す。
「Ｄｅｓｉｇｎ ｏｆ Ｇｅｎｅｒａｌ Ｍａｎｉｆｏｌｄ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｅｒｓ」Ｒｈｏｄｅｓ，Ｊ．Ｄ．、Ｌｅｖｙ，Ｒ．、Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｔｈｅｏｒｙ ａｎｄ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ、ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｖｏｌｕｍｅ：２７、Ｉｓｓｕｅ：２、１９７９年２月、１１１〜１２３頁 「Ａ Ｇｅｎｅｒａｌｉｚｅｄ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｅｒ Ｔｈｅｏｒｙ」Ｒｈｏｄｅｓ，Ｊ．Ｄ．、Ｌｅｖｙ，Ｒ．、Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｔｈｅｏｒｙ ａｎｄ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ、ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｖｏｌｕｍｅ：２７、Ｉｓｓｕｅ：２、１９７９年２月、９９〜１１１頁 「Ｉｎｎｏｖａｔｉｏｎｓ ｉｎ ｍｉｃｒｏｗａｖｅ ｆｉｌｔｅｒｓ ａｎｄ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ ｎｅｔｗｏｒｋｓ ｆｏｒ ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ ｓａｔｅｌｌｉｔｅ ｓｙｓｔｅｍｓ」Ｋｕｄｓｉａ，Ｃ．、Ｃａｍｅｒｏｎ，Ｒ．、Ｔａｎｇ，Ｗ．−Ｃ．、Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｔｈｅｏｒｙ ａｎｄ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ、ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｖｏｌｕｍｅ：４０、Ｉｓｓｕｅ：６、１９９２年６月、１１３３〜１１４９頁

上に示した構成はそれぞれ、欠点を提示することが当業者には理解されよう。分割器は、高い挿入損失を提示し、及び／または容量が大きくなる可能性があり、サーキュレータを有するドロップインチェーンはコストが高く、電力応用に十分に適合せず、最後に、マニホールド型ネットワークは、フットプリントおよびマスが大きく、設計し最適化するのにコストがかかる。

前述した多重ネットワークおよびそれに伴う欠点を排除するために、マルチプレクサについての新しいトポロジが使われる。このトポロジは、いくつかの相互結合共振器および共振器のいくつかに接続された、いくつかの入力出力ポートからなる。

こうしたおよび他の改良を達成するために、本発明は、複数の非同期調整結合共振器を実現し、こうした共振器のうち、１つは共通ポートに結合され、複数Ｐ個は、Ｐ個の入力／出力チャネルポートに結合される。

本発明の第１の実施形態によれば、第１行を定義する第１の複数ｎ個の直列結合共振器と、第２行を定義する第２の複数ｎ個の直列結合共振器空洞と、第１行の予め選択された共振器と通信する共通ポートと、第１行の予め選択された出力共振器空洞と通信する出力端子＃１と、第２行の予め選択された出力共振器空洞と通信する出力端子＃２と、前記第１行と前記第２行の間の少なくとも１つの並列結合と、前記第１行と前記第２行の間の少なくとも１つの並列結合とを有する２チャネルマルチプレクサが提供される。本発明のより一般的な第２の実施形態によれば、ｎ個の順次結合共振器からなるＰ個の行を定義する、ｎ個の直列結合共振器のＰ個の組と、予め選択された第１行の第１の共振器と通信する共通ポートと、Ｐ個の出力端子とを有するＰチャネルマルチプレクサが提供され、各Ｉ番目の出力端子は、Ｉ番目の行のそれぞれ最後の共振器と接続され、Ｉは１とＰの間の整数であり、ｊ番目の行の少なくとも１つの共振器と（ｊ＋１）番目の行の共振器との間の少なくとも１つの結合を有し、ｊは、１とＰの間の整数である。

本発明のさらに一般的な別の実施形態によれば、１チャネルあたりの極の数は、異なるチャネルに対して異なってもよく、これは、１行あたりの共振素子数が行ごとに異なってもよいことを意味し、言い換えると、上述した実施形態におけるｎは可変であり、それぞれのＰ個のチャネルに対してＰ個の異なる値をとり得る。これについては、図面に関連してより詳しく論じられる。

本発明をよりわかりやすく記述するために、このような装置の設計ステップが、これ以降で開示される。この目的のために、典型的なマルチプレクサ（トリプレクサ）仕様の任意の例が考慮される（図５）。

第１のステップは、各チャネル低域プロトタイプ出力戻り損失に対して（２つのポートのフィルタに対して定義されるのと同じやり方で）、複素有理関数（チェビシェフ）を定義することであり、これは、マルチプレクサの極すべての初期位置と、したがってマルチプレクサの次数（共振器の数）とを定義する。初期共通ポートの戻り損失は、こうした関数すべての積として、以下のように定義される。

大抵、関数の極および零点の位置の最適化は、共通ポートでの戻り損失仕様に従うために実施されなければならない。純粋に虚である零点、または実数部を有する零点が両方とも、各チャネルの応答中で規定され得ることも留意されなければならない。

複素有理関数を使って伝達関数が一旦定義されると、このような伝達関数を実装するために、適切なネットワークが選ばれなければならない。このネットワークは、電磁気的結合によって相互接続されたノードから形成される。このノードは、以下の２つのクラスからなる。
共振ノード、または単に共振器。
非共振負荷ノード、またはポート。
この種類のネットワークは、ブロックで形成される一般化結合行列を使って記述され得る。各ブロックの係数は、以下の異なる種類の結合に対応する。
２つの共振器の間の結合、または内部結合。この行列は正方であり対称である。対角要素は、基準周波数に関して周波数偏移を考慮に入れた、共振器の自己結合を含む。
２つのポートの間の直接結合。本文書において提示されるネットワークは直接結合をもたないので、この行列はゼロである。したがって、この行列は提示されない。
１つのポートと１つの共振器の間の結合、または入力／出力結合。

任意の数のポートを有するネットワークに対するこの結合行列は、たとえば、「Ｓｙｎｔｈｅｓｉｓ ｏｆ Ｎ−ｅｖｅｎ ｏｒｄｅｒ ｓｙｍｍｅｔｒｉｃ ｆｉｌｔｅｒｓ ｗｉｔｈ Ｎ ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ｚｅｒｏｓ ｂｙ ｍｅａｎｓ ｏｆ ｓｏｕｒｃｅ−ｌｏａｄ ｃｒｏｓｓ ｃｏｕｐｌｉｎｇ」、Ｊ．Ｒ．Ｍｏｎｔｅｊｏ−Ｇａｒａｉ、Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ Ｌｅｔｔｅｒｓ，ｖｏｌ．３６、ｎｏ．３、２３２〜２３３頁、２０００年２月、または「Ａｄｖａｎｃｅｄ ｃｏｕｐｌｉｎｇ ｍａｔｒｉｘ ｓｙｎｔｈｅｓｉｓ ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ ｆｏｒ ｍｉｃｒｏｗａｖｅ ｆｉｌｔｅｒｓ」Ｒ．Ｊ．Ｃａｍｅｒｏｎ、ＩＥＥＥ−Ｔｒａｎｓ．Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｔｈｅｏｒｙ Ｔｅｃｈ．、ｖｏｌ．５１、ｎｏ．１、１〜１０頁、２００３年１月に記述されているフィルタに対する拡張結合行列の一般化であることが留意されるべきである。

図５の仕様を満足すると思われる、マルチプレクサの結合トポロジが、図６に示されている。対応する結合行列の構造が図７に提示され、図７において、異なるサブマトリクスには印がつけられている。非ゼロ値は、「Ｘ」で印がつけられ、それ以外のすべての値はゼロである。

共通ポートとチャネル１、３の間の電力伝達は、そうしたチャネルと中心チャネル（番号２）の間のいくつかの結合を介して実施されることがわかる。外部電力分割器もマニホールドも必要ない。チャネルの間の相互作用が、各チャネルの伝送応答にいくつかの不完全零点をもたらす。そうした零点は、反対側のチャネルの通過帯域内に配置される。チャネルの間の多重結合が、そうした不完全伝送零点の位置を制御するのに用いられる。このようにして、零点は、チャネルの間の選択性を増すのに使われる。完全伝送零点、または等化零点も、各チャネル内部の交差結合を可能にすることによって、所定の位置に挿入され得ることが留意されるべきである。ただし、ここで提示される設計には該当しない。

結合行列はこの場合、最適化アルゴリズムを使って得られる。このアルゴリズムは、コスト関数を減少するために、結合係数の値を変更する。図７の非ゼロ結合係数のみが考慮され、したがって、ネットワークの結合トポロジが常に保証される。

コスト関数は、二次関数である。以下の２つの成分によって形成される。
１．共通ポートでの反射係数と、３つの分離フィルタの反射係数の積との間の誤差。そうしたフィルタの次数および応答は、仕様が満足されるように選ばれる。
２．ポート１、２、３の伝送係数の値、つまり、チャネルポートの間の分離係数。
いずれの場合でも、位相ではなく絶対値のみが使われる。このコスト関数を使用することにより、ネットワーク応答のいくつかの特性が強要される。
反射零点の規定された位置。
各通過帯域での戻り損失の規定されたレベル。
可能な限り低い、チャネルポートの間の分離。
前述の条件の結果、損失のないネットワークに対して、反射電力、共通ポートからチャネルポートに伝送される電力、およびチャネルポートの間の電力は入射電力に等しい（電力保存）ので、各チャネルの、その通過帯域での伝送が最大化される。
このタイプのコスト関数の傾斜を分析によって計算することが可能である。したがって、傾斜に基づく擬似ニュートン最適化アルゴリズムが、「Ｓｙｎｔｈｅｓｉｓ ｏｆ ｃｒｏｓｓ−ｃｏｕｐｌｅｄ ｌｏｓｓｙ ｒｅｓｏｎａｔｏｒ ｆｉｌｔｅｒｓ ｗｉｔｈ ｍｕｌｔｉｐｌｅ ｉｎｐｕｔ／ｏｕｔｐｕｔ ｃｏｕｐｌｉｎｇｓ ｂｙ ｇｒａｄｉｅｎｔ ｏｐｔｉｍｉｚａｔｉｏｎ」Ａ．Ｇａｒｃｉａ Ｌａｍｐｅｒｅｚ、Ｍ．Ｓａｌａｚａｒ Ｐａｌｍａ、Ｍ．Ｊ．Ｐａｄｉｌｌａ Ｃｒｕｚ、ａｎｄ Ｉ．Ｈｉｄａｌｇｏ Ｃａｒｐｉｎｔｅｒｏ、ｉｎ Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ ｏｆ ２００３ ＩＥＥＥ Ａｎｔｅｎｎａｓ ａｎｄ Ｐｒｏｐａｇａｔｉｏｎ Ｓｏｃｉｅｔｙ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ、Ｃｏｌｕｍｂｕｓ、ＯＨ、ＥＥＵＵ、２００３年６月、５２〜５５頁、「Ｓｙｎｔｈｅｓｉｓ ｏｆ ｇｅｎｅｒａｌ ｔｏｐｏｌｏｇｙ ｍｕｌｔｉｐｌｅ ｃｏｕｐｌｅｄ ｒｅｓｏｎａｔｏｒ ｆｉｌｔｅｒｓ ｂｙ ｏｐｔｉｍｉｚａｔｉｏｎ」Ｗ．Ａ．Ａｔｉａ、Ｋ．Ａ．Ｚａｋｉ、ａｎｄ Ａ．Ｅ．Ａｔｉａ、ｉｎ １９９８ ＩＥＥＥ ＭＴＴ−Ｓ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ Ｄｉｇｅｓｔ、ｖｏｌ．２、１９９８年６月、８２１〜８２４頁、または「Ｓｙｎｔｈｅｓｉｓ ｏｆ ｃｒｏｓｓ−ｃｏｕｐｌｅｄ ｒｅｓｏｎａｔｏｒ ｆｉｌｔｅｒｓ ｕｓｉｎｇ ａｎ ａｎａｌｙｔｉｃａｌ ｇｒａｄｉｅｎｔ−ｂａｓｅｄ ｏｐｔｉｍｉｚａｔｉｏｎ ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ」、Ｓ．Ａｒｎａｒｉ、ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｔｈｅｏｒｙ Ｔｅｃｈ．、ｖｏｌ．４８、ｎｏ．９、１５５９〜１５６４頁、２０００年９月において行われるのと同様に使われる。

帯域通過から低域への変換では、以下のパラメータを使用する。
中心周波数：ｆ_０＝１２３３０ＭＨｚ
帯域幅：Δｆ＝３８ＭＨｚ（±１９ＭＨｚ）
その結果得られる結合行列が、図８に提示される。
前述の低域結合行列から、対応する帯域通過結合行列が、帯域通過フィルタに対して行われるのと同じように計算され得る。ポートおよび共振器での基準インピーダンスが１に等しい結合行列が、図９に提示される。

ネットワークの説明は、図１０に含まれる各共振器の共振周波数で完了する。

中心チャネルの共振器は同期調整され、チャネル１、３の共振周波数の分散は、ｆ_０に関して対称的であることがわかる。

前述のデータから、どの当業者にとっても、導波管、誘電体共振器などのような、どのタイプの共振器を用いても回路を実装することが明らかであるが、設計プロセスの正しさを検証するために、集中素子共振器および結合を用いてシミュレーションが実施され、すなわち、共振器および結合が、コンデンサおよびインダクタンスを用いて実装されるが、これは、提示した設計の周波数と同程度の動作周波数でネットワークを実施するのに現実的な方法ではない。図１１〜１６は、仕様マスクを用いた、このような実施のシミュレーションを示す。こうしたプロットにおいて、実線は、装置応答の異なるパラメータであり、破（「直」）線は仕様マスクである。

本発明の上記および他の特徴、目的、および利点は、以下の説明を図面と併せ読むことによってよりよく理解されよう。

本発明の様々な特徴が、本発明の例示的ないくつかの実施形態およびそれに関連する特性のいくつかを表す図６以降を参照して説明される。

ｎ個の直列結合共振器をそれぞれが有するＰ個の行があり、Ｐ＝３かつｎ＝４である場合の、このような装置が、図６に概略を示されている。本実施形態は、図５に含まれる仕様に基づいて設計され、この装置の応答は、予想される性能を検証するためにシミュレーションがなされた。主要な性能が、図１１〜図１５に示されており、こうしたプロットにおいて、実線は、装置応答の異なるパラメータであり、破（「直」）線は仕様マスクである。それぞれのチャネル応答は、チャネル１、２、または３にそれぞれ対応する、共通ポートと各チャネルのポートとの間で測定された応答である。

予想されるように、装置は、３つの通過帯域を提示し、こうした通過帯域はそれぞれ、図１２および図１３に示すように、共通ポートと各チャネル出力の間で測定されたときの、異なるチャネルに対応する。一方、図１４は、共通ポートでのトリプレクサ帯域全体に対して優れた戻り損失性能があることを示し、このことは、その帯域内の電磁気的信号が、多大な反射損失を被ることなく装置に入ることが可能であることを意味する。しかし、対応するチャネル信号のみが、各チャネルの出力ポートで低い減衰を伴って見られ、他のチャネルの信号は、図１１に示される選択特性によって示されるように減衰される。したがって、トリプレクサの指定された機能性が満たされる。

代表的ないくつかの実施形態の他の例が、これ以降で開示される。

図１９は、本発明の非常に単純な第１の例示的な実施形態を示し、ｎ個の順次結合共振器（ｎは整数であり、各チャネルごとの極の数に対する仕様に従って選ばれる）からなる２行を有し、第１行に対しては１_１、２_１、３_１、．．．ｎ_１、第２行に対しては１_２、２_２、３_２、．．．ｎ_２と番号づけられ、各行の第１の共振器は、各行の第２の共振器に結合され、第２の共振器は第３の共振器に結合され、以下、ｎ番目の共振器まで同様に続く。共通入力端子が、２つのフィルタ行のうち一方の行の第１の共振器（共振器１_１または１_２）と通信した状態で接続され、２つの出力端子が、共振器の前記第１行および第２行のｎ番目の共振器（ｎ_１およびｎ_２）それぞれに結合される。

図１８は、本発明のより一般的な実施形態を示しており、すなわち、Ｐチャネルマルチプレクサが、
ｎ個の直列結合共振器からなるＰ個の行（Ｐ、ｎは整数であり、チャネルの数がＰ≧２であり、かつｎは各チャネルごとの極の数についての仕様に従って選ばれる）と、
前記Ｐ個の結合共振器行のうち任意の１行の第１の共振器と通信する共通端子と、
各行それぞれの最後の（ｎ番目の）共振器とそれぞれが通信するＰ個のチャネルＩ／Ｏ端子と、
ｊ番目の行の少なくとも１つの共振器および（ｊ＋１）番目の行の共振器を接続する少なくとも１つの結合であって、ｊが、ｊ＝１、．．．．．、Ｐ−１に属す結合（任意の行の任意の共振器の間の任意の結合）とを備える。

図１７は、本発明のさらに一般的な実施形態を示し、Ｐチャネルマルチプレクサが、
ｎ_ｉ個の結合共振器からなるＰ個の行であって、ｉが、ｉ＝１、．．．．．、Ｐに属す（Ｐはチャネルの数であり、Ｐ≧２であり、ｎ_ｉが、各チャネルｉごとの極の数についての仕様に従って選ばれた結合共振器を表す整数である）行と、
Ｐ個の結合共振器行のうち任意の行の第１の共振器と通信する共通端子と、
各行の前記最後の（ｎ番目の）共振器とそれぞれが通信するＰ個のチャネル端子と、
ｊ番目の行の少なくとも１つの共振器および（ｊ＋１）番目の行の共振器を接続する少なくとも１つの結合であって、ｊがｊ＝１、．．．．．、Ｐ−１に属す結合とを備える。

この特定のより一般的な場合では、ｊ番目、ｋ番目の行という少なくとも１対の行があり、ｊ≠ｋかつ^ｊｎ_ｊ≠^ｋｎ_ｋである。

Ｐ＝３かつｎ＝４である非常に特定の場合について、図６に示される装置は、図５に含まれる仕様に基づいて設計され、装置の応答は、予想される性能を検証するためにシミュレーションされ、主要な性能が、図１１〜１６に示され、こうしたプロットにおいて、実線は、装置応答の異なるパラメータであり、破（「直」）線は仕様マスクである。実線は、共通ポートと各チャネルのポートの間で測定された応答である、各チャネル応答を示す。仕様とシミュレーションされたチャネル応答との間の比較は、特許請求の範囲に記載されている本発明の性能についての利益を示す。

前述されたマルチプレクサは、動作周波数帯に応じた様々な異なる共振器、すなわち集中素子共振器、誘電体共振器、単空洞共振器、デュアルモード空洞共振器、または当該分野において知られている他の任意のタイプに使って実施されることができよう。

本発明が例として説明され、こうした例示的な実施形態の修正形態および変形形態が、本発明の精神から逸脱することなく、当業者に対して示唆されよう。好ましい実施形態は例示に過ぎず、限定的であるとみなされるべきでない。本発明の範囲は、前述の説明ではなく添付の特許請求の範囲によって判定され、特許請求の範囲内であるすべての変形形態および等価物は、特許請求の範囲に包含されることが意図される。

上述したマルチプレクサを実施するためのビルディングブロックとして使われる、従来技術のｎ次結合共振器フィルタを示す図である。ボックスはそれぞれ、共振器（一般性を失わずに、集中素子ＲＬＣ共振器、誘電体共振器、空洞共振器、または当該分野において知られている他のどのタイプの共振器でもよい）を表し、共振器に接続された線は、結合（一般性を失わずに、集中素子静電容量もしくはインダクタンス、アイリス、空洞間開口、または当該分野において知られている他の任意のタイプの結合）を表す。図１のフィルタは、ｎ次の標準的なフィルタであり、つまり、一般性を失わずに、どのｎ次伝達関数も実装することができる。 １：Ｐ分割多重ネットワークを有するＰチャネルマルチプレクサを示す図である。 サーキュレータドロップインチェーン逆多重ネットワークを有するＰチャネルマルチプレクサを示す図である。 マニホールド型多重ネットワークを有するＰチャネルマルチプレクサを示す図である。 マルチプレクサ、この場合はトリプレクサの典型的な仕様を示す図である。 図５の仕様を満たすように設計された、本発明による特定のトリプレクサの非限定的例のトポロジを示す図である。 図６に概略を示されるトリプレクサの結合行列において、どの結合がゼロとなるように強要されるかを示す図である。 低域通過結合行列の例を示す図である。 帯域通過結合行列の例を示す図である。 図６の共振素子からなる１組の共振周波数の例を示す図である。 共通ポートと対応する出力ポートの間で測定された、各チャネルの選択性のシミュレーションを示す図である。 共通ポートと対応する出力の間で測定された、挿入損失平坦チャネルのシミュレーションを示す図である。 共通ポートと対応する出力ポートの間で測定された、各チャネルの群遅延のシミュレーションを示す図である。 共通ポートでの戻り損失のシミュレーションを示す図である。 各出力ポートでの戻り損失のシミュレーションを示す図である。 出力ポートの間で測定された、チャネルの間の分離を示す図である。 本発明の他の例示的な実施形態を示す図である。 本発明の他の例示的な実施形態を示す図である。 本発明の他の例示的な実施形態を示す図である。

符号の説明

１_１、２_１、３_１、ｎ_１、１_２、２_２、３_２、ｎ_２ 共振器

Claims (3)

1. ｉ番目の行が、ｎ_ｉ個の結合共振器（ｎ_ｉは整数であり、ｉは、１とＰを含むその間の整数である）を備える、結合共振器のＰ個の（Ｐは整数であり、Ｐ≧２である）行と、
   結合共振器の前記行のうち少なくとも１行の第１の共振器と通信する共通端子と、
   それぞれの各行（１からＰで示される）のそれぞれの最後の（ｎ_ｉ番目の）各共振器と各々が通信するＰ個のチャネル端子と、
   任意のｊ番目の行の少なくとも１つの共振器および少なくとも（ｊ＋１）番目の行（ｊは、ｊ＝１、Ｐ−１に属す）の共振器を接続する少なくとも１つの結合とを備えるＰチャネルマルチプレクサ。
2. Ｐ個の行がすべて、同じ数ｎの結合共振器（Ｐおよびｎは整数であり、Ｐ≧２である）を有する請求項１に記載のマルチプレクサ。
3. ｎ個の（ｎは整数である）結合共振器からなる第１行と、
   ｎ個の直列結合共振器空洞からなる第２行と、
   第１行の前記第１の共振器と通信する共通端子と、
   前記第１行の共振器を、少なくとも１つの第２行の共振器と接続する少なくとも１つの結合と、
   第２行の前記ｎ番目の共振器空洞と通信する出力端子と、第２行の前記ｎ番目の共振器と通信する第２の出力端子とを備えるマルチプレクサ。

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