CN102763265A - 电滤波器 - Google Patents

Abstract

一种用于对电信号进行滤波的电滤波器，该滤波器具有包括在带边沿过渡频率处的带边沿的传输特性，该滤波器包括：环形器，具有用于接收要被滤波的信号的第一环形器端口，该环形器适用于将在第一环形器端口处接收到的信号传送到第二环形器端口，并且还适用于将在第二环形器端口处接收到的信号传送到第三环形器端口；以及连接到第二端口的反射模式滤波器；该反射模式滤波器包括：包括至少一个谐振器的滤波器网络，该滤波器网络具有连接到第二环形器端口的网络输入；以及连接到网络输入的另一谐振器，该另一谐振器被配置为提供提取的极点，该提取的极点提供最接近带边沿过渡频率的传输零点；其中，与滤波器网络的至少一个谐振器中的至少一个的低Q相比，该另一谐振器具有高Q。

Description

电滤波器

本发明涉及电滤波器。更具体但不排他地，本发明涉及一种包括环形器（circulator）的电滤波器，该环形器具有与之连接的反射模式滤波器，反射模式滤波器包括滤波器网络，该滤波器网络包括至少一个谐振器以及与滤波器网络连接并且适用于提供提取的极点的另一谐振器，与滤波器网络的至少一个谐振器的低Q相比，另一谐振器的Q更高。更具体但不排他地，本发明提供了一种电滤波器，该电滤波器具有与第一反射模式滤波器并联连接到环形器的第二反射模式滤波器，以在电滤波器的传输特性中提供通带。

所有的无源谐振器都具有有限的空载Q因数。在窄带宽应用中，该电阻损耗可能导致在设计过程中的困难。在带通应用中，支持良好的输入和输出匹配的设计在中频带损耗最小化的情况下将在通带上呈现具有显著振幅变化的传输特性。如果中频带损耗可能增大到不可接受的水平，则该通带变化可能仅随着给定的Q值而减小。即使在单个谐振器滤波器的情况下，由于电阻损耗而导致的问题发生，这妨碍了可同时实现良好的输入和输出匹配。

在从通带到阻带的快速过渡的情况下，谐振器的电阻损耗对通带造成插入损耗的衰减。空载Q的减小可以迅速使得该损耗达到不可接受的水平，特别是噪声指数很重要并且已经引入滤波器来抑制可能会限制接收器的动态范围的信号的情况。现在在若干国家中存在该需求，在这些国家中，新型蜂窝电话频带具有多功能配置，诸如在地面电视频带的重整中出现。

在常规的滤波器中，每个谐振器都将损耗耦合到系统中。为了满足通常的需求，必须在超过几MHz的频带上提供至少25dB的抑制，同时通带中的0.5MHz下的损耗必须小于0.5dB。为此，需要大于20,000的空载Q，而导致在微波频率处需要使用介电谐振器来用于所有腔，这造成了物理上庞大、笨重且昂贵的滤波器。

本发明设法克服现有技术的问题。

因此，本发明提供了一种用于对电信号进行滤波的电滤波器，该滤波器具有包括在带边沿过渡频率处的带边沿的传输特性，该滤波器包括：

环形器，该环形器具有用于接收要被滤波的信号的第一环形器端口，该环形器适用于将在第一环形器端口处接收到的信号传送到第二环形器端口，并且还适用于将在第二环形器端口处接收到的信号传送到第三环形器端口；以及

连接到第二端口的反射模式滤波器；

反射模式滤波器包括：

包括至少一个谐振器的滤波器网络，该滤波器网络具有连接到第二环形器端口的网络输入；以及

连接到网络输入的另一谐振器，该另一谐振器被设置为提供提取的极点，该提取的极点提供最接近带边沿过渡频率的传输零点；

其中，另一谐振器具有比滤波器网络的至少一个谐振器中的至少一个的Q更高的Q。

该电滤波器每带边沿过渡频率仅需要一个高Q谐振器，其适用于提供接近带边沿的传输零点，以便于满足性能需要。在没有任何明显性能损耗的情况下，其余谐振器可以是低Q的。这产生了电滤波器的制造中的显著的成本节约以及滤波器尺寸和重量的显著降低。

优选地，电滤波器包括连接到环形器的第一环形器端口的电信号发生器。

滤波器网络可以包括单个谐振器。

滤波器网络可包括多个谐振器，优选地至少三个谐振器。

优选地，另一谐振器的Q大于滤波器网络的谐振器中的每一个的Q。

滤波器网络的谐振器中的至少一个可以是梳状谐振器。

优选地，滤波器网络包括至少一个电阻器，优选负载电阻器。

滤波器网络可以包括至少一个阻抗逆变器。

优选地，电滤波器包括连接到环形器的同一第二环形器端口的第二反射模式滤波器，第二反射模式滤波器的谐振器被适配为使得电滤波器的传输特性具有在其间限定通带的第一带边沿和第二带边沿。

现在将参考附图并仅通过示例而不以任何限制性意义的方式来描述本发明，在附图中：

图1示出了包括将损耗耦合到环形器的端口中的一个的谐振电路的滤波器；

图2示出了基本网络；

图3（a）以示意形式示出了包括反射模式滤波器的电滤波器；

图3（b）更详细地示出了图3（a）的滤波器的反射模式滤波器；

图4示出了图3（b）的反射模式滤波器的响应曲线；

图5示出了另一反射模式滤波器；

图6示出了图5的反射模式滤波器的响应曲线；

图7示出了根据本发明的电滤波器的反射模式滤波器；

图8示出了图7的反射模式滤波器的响应；

图9（a）以示意形式示出了根据本发明的电滤波器的另一实施例；

图9（b）更详细地示出了图9（b）的实施例的两个反射模式滤波器；

图10示出了图9（b）的滤波器的响应；

图11示出了图9（b）的反射模式滤波器的物理实施例；以及

图12示出了包括了图11的反射模式滤波器的根据本发明的电滤波器的测量到的响应。

具体实施方式

图1示出了包括谐振电路的滤波器，该谐振电路将损耗耦合到环形器的端口中的一个。来自端口1和3的传输特性是来自连接到端口2的网络的反射特性。假设对谐振电路的耦合被调整为使得谐振的电阻部分与环形器的阻抗匹配。因此，在谐振时，在端口1处提供的所有电力将出现在端口2处出现，并且在谐振器的电阻部分中被吸收。因此，不存在对端口3的传输。在该情况下，从端口1至3的传输特性是具有无限空载Q的单个谐振器。如果fo是中心频率并且B是谐振的3dB带宽，则通过简单计算，由下式给出谐振器的空载Q，Qu：

$\mathrm{Qu}=\frac{2\mathrm{fo}}{\mathrm{\β}}$

例如，如果B=250KHz且fo=1GHz，则Qu=8000。这意味着如果设计过程可以针对多元件滤波器来建立的话，则通过低得多的Qu的腔能够满足前述规格类型。

文献已经公开了多元件设计，但需要使用分离的电阻，因此增加总反射损耗，例如Rhodes J D和Hunter I C的“Synthesis ofReflection-mode prototype networks with dissipative circuit elements（反射模式原型电路网络与损耗电路网络元件的整合）”（IEE微波、天线和传播会议集，1997Vol 144(6)pp 437-42）以及Fathellob,WM,HunterI C和Rhodes J D的“Synthesis of lossy reflective-mode prototypenetwork with symmetrical and asymmetrical characteristics（具有对称和非对称特性的反射模式原型电路网络的损耗综合）”（ibid 1999 Vol 146(2)pp 97-104）。该电路网络归纳在书籍“Theory and Design ofMicrowave Filters（微波滤波器的理论和设计）”（Ian Hunter 2004 IEEISBN 085296 777 2,pp 327-344）中。

图2中示出了基本网络，并且需要将适当的反射系数S11(p)设计为在端口1和3之间提供低损耗、高选择性带通频率响应。1980年使用提取的极点建立了综合方法。Rhodes J D和Cameron R J.的“GeneralExtracted Pole Synthesis Technique with applications to low loss TE011mode filters（应用于低损耗TE011型滤波器的通用零点提取综合技术）”（IEEE Transactions of Microwave Theory and Techniques（IEEE微波理论和技术学报），1980.Vol 28(9)pp 1018-28）。该设计使用在对网络的输入处的提取的极点，产生最接近带边沿过渡频率的传输零点。

图3（a）以示意的形式示出了电滤波器1。电滤波器1具有传输特性，该传输特性包括在带边沿过渡频率下的带边沿。电滤波器1包括环形器2，该环形器2具有用于接收要被滤波的电信号的第一环形器端口3。环形器2适用于将在第一环形器端口3处接收到的信号传递到第二环形器端口4，并且将在第二环形器端口4处接收到的信号传递到第三环形器端口5。

反射模式滤波器6被连接到第二环形器端口4。反射模式滤波器6包括滤波器网络7，该滤波器网络7具有连接到第二环形器端口4的网络输入8。滤波器网络7包括多个谐振器9（在该情况下为三个）。滤波器网络7还包括阻抗逆变器10以及电阻器11，其功能对于滤波器设计领域中的技术人员来说是公知的。

反射模式滤波器6还包括连接到网络输入的另一谐振器12。该另一谐振器12被设置成提供提取的极点，该提取的极点提供最接近带边沿过渡频率的传输零点。

图3（b）中更详细地示出了图3（a）的电滤波器1的反射模式滤波器6。图3（b）的反射模式滤波器6包括4个高Q谐振器。可以使用优化处理来实现图4中所示的响应。图4示出了通过反射模式滤波器的传输特性（S₂₁）以及反射模式滤波器的反射特性（S₁₁）。在连接到电滤波器1的环形器2之后，反射模式特性变成电滤波器1所需要的传输特性。在传输特性中，提取的极点产生最接近715.7MHz的过渡频率的传输零点。其中，相应的反射系数小于0.5dB。仅在该点以上0.5MHz，回波损耗达到其25dB的等波纹水平，这将在连接到通常实现30dB隔离的环形器之后被保持。可以使用直径大于100mm的腔中的介电谐振器中的TE01δ模式来实现在700MHz下的总性能。

如果使用典型的梳状谐振器，则如图5的优化电路中所示，Q因数显著降低。图6中示出了回波损耗保持其完美的零点以及25dB的等波纹水平的性能。在传输中，零点已经变成有显著损耗，特别是提取零极点。而且，回波损耗和传输特性二者中的损耗现在在带边沿处接近4dB的显著增加的水平。然而，该滤波器仅是高Q滤波器尺寸的六分之一。

图7中示出了根据本发明的电滤波器1的反射模式滤波器。提取的极点谐振器是高Q谐振器。其余的三个谐振器都是较低Q梳状谐振器，对于该设计其具有相同的Q因数。图8中示出了反射和传输特性。在临界带边沿点处，传输特性降低到3dB，但是反射特性小于0.5dB。因为在根据本发明的电滤波器1的设计中仅对反射模式特性感兴趣，因此一个高Q谐振器的总性能与在所有的四个谐振器都是高Q谐振器时的总性能相同。

在图9（a）中示出了根据本发明的电滤波器1的另一实施例。该实施例包括并联连接到环形器2的第二环形器端口4的两个反射模式滤波器6。在图9（b）中更详细示出了两个反射模式滤波器6。一个反射模式滤波器6保持前述设计中的715.7MHz的上带边沿频率。另一反射模式滤波器是利用698.3MHz的带边沿频率得到的等效准高通设计，并且该对反射模式滤波器在与环形器2的结点处是双工的，并且被优化为产生所需要的带通特性。图10中示出了两个反射模式滤波器6的两个独立的传输特性（S₂₁、S₃₁）以及重要的反射特性（S₁₁）。

利用小于0.5dB的损耗来实现17.4MHz的总通带，同时仅使用两个高Q谐振器12来仅在距两个带边沿的0.5MHz实现25dB的抑制。

图11示出了设计成满足该需求的反射模式滤波器6。两个大的腔13容纳高Q介电谐振器12，并且其余的六个较小的腔14容纳低Q梳状谐振器9。反射模式滤波器6的输入和输出直接连接到环形器2，以产生根据本发明的电滤波器。图12中示出了测量到的电滤波器1的传输特性，其示出与理论良好吻合性。每频带过渡仅使用一个高Q谐振器12，借助于针对该滤波程度的相同的绝对选择性来实现任何通带带宽。

图3（b）的附图标记

图5的附图标记

图7的附图标记解释

图9(b)的附图标记解释

Claims (11)

1.一种用于对电信号进行滤波的电滤波器，滤波器具有包括在带边沿过渡频率处的带边沿的传输特性，所述滤波器包括：

环形器，所述环形器具有用于接收要被滤波的信号的第一环形器端口，所述环形器适用于将在所述第一环形器端口处接收到的信号传送到第二环形器端口，并且还适用于将在所述第二环形器端口处接收到的信号传送到第三环形器端口；以及

连接到所述第二端口的反射模式滤波器；

所述反射模式滤波器包括：

包括至少一个谐振器的滤波器网络，所述滤波器网络具有连接到所述第二环形器端口的网络输入；以及

连接到所述网络输入的另一谐振器，所述另一谐振器被配置为提供提取的极点，所述提取的极点提供最接近所述带边沿过渡频率的传输零点；

其中，与所述滤波器网络的至少一个谐振器中的至少一个的Q相比，所述另一谐振器具有更高的Q。

2.根据权利要求1所述的电滤波器，还包括电信号发生器，所述电信号发生器连接到所述环形器的所述第一环形器端口。

3.根据权利要求1或2中的任何一项所述的电滤波器，其中，所述滤波器网络包括单个谐振器。

4.根据权利要求1或2中的任何一项所述的电滤波器，其中，所述滤波器网络包括多个谐振器，优选地至少三个谐振器。

5.根据权利要求4所述的电滤波器，其中，所述另一谐振器的Q比所述滤波器网络的所述谐振器中的每一个的Q更高。

6.根据权利要求3至5中的任何一项所述的电滤波器，其中，所述滤波器网络的谐振器中的至少一个是梳状谐振器。

7.根据权利要求1至6中的任何一项所述的电滤波器，其中，所述滤波器网络包括至少一个电阻器，优选负载电阻器。

8.根据权利要求1至7中的任何一项所述的电滤波器，其中，所述滤波器网络包括至少一个阻抗逆变器。

9.根据权利要求1至8中的任何一项所述的电滤波器，包括：第二反射模式滤波器，所述第二反射模式滤波器连接到所述环形器的同一第二环形器端口，所述第二反射模式滤波器的谐振器被适配为使得所述电滤波器的传输特性具有在其间限定通带的第一带边沿和第二带边沿。

10.一种基本上如上所述的电滤波器。

11.一种基本上参考附图如上所述的电滤波器。

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