CN1770674A

CN1770674A - 对在伴有不均匀噪音的多线双绞线上传输的纠错码的解码

Info

Publication number: CN1770674A
Application number: CNA2005101061075A
Authority: CN
Inventors: 巴中·申; 斯科特·理查德·鲍威尔; 凯利·布赖恩·卡梅伦
Original assignee: Zyray Wireless Inc
Current assignee: Avago Technologies Fiber IP Singapore Pte Ltd
Priority date: 2004-09-28
Filing date: 2005-09-27
Publication date: 2006-05-10
Anticipated expiration: 2025-09-27
Also published as: EP1641130A1; US20060045213A1; TWI334700B; EP1641130B1; CN1770674B; US7587008B2; TW200633399A

Abstract

本发明揭示了一种用于对在伴有不均匀噪音的多线双绞线上传输的纠错码进行解码的方法。这里展示了一种新方法，使用这种方法可以为从多线(或作为选择，也可以是多信道和/或多路径)通信信道中接收到的信号计算度量值，进而对多线中不均匀分布的噪音进行开发，借此提升系统的性能。此外，本方法还可以跟一个放大因子一同使用，对执行ECC(纠错码)解码过程中需要使用的度量值进行修改。同时，在得知一条或多条路径(例如电缆)所具有的SNR不同于(例如，在一些情况下是低于)其他路径时，还可以使用一种更合适的方法为多路径(例如电缆)中的每条路径计算度量值，以提高系统的性能，而这种方法就是用于对使用ECC进行编码的信号进行解码的迭代解码处理方法。

Description

对在伴有不均匀噪音的多线双绞线上传输的纠错码的解码

技术领域

本发明涉及通信系统，尤其涉及使用在这些通信系统中的信号解码。

背景技术

数据通信系统的发展已经持续了许多年。近期倍受人们关注的一种此类的通信系统是使用了迭代纠错码的通信系统。这种通信系统的引人之处在于它使用了LDPC(低密度奇偶校验)码。跟使用了交替码的系统相比，对于一个给定的信噪比(SNR)，使用了迭代码的通信系统通常可实现更低的比特误码率(BER)。

长期以来，这个领域发展的指导方向一直是努力降低通信系统中用于实现给定BER所需的SNR。理想的目标是在通信信道中达到香农极限。而香农极限可以看作是通信信道中所能使用的最大可达数据率，它包含特殊的SNR，可以在通信信道中实现无误传输。换句话说，对于给定的调制编码率，香农极限是信道容量的理论边界。

LDPC码已经向世人展示了其出色的解码性能，甚至在某些情况下，其性能可接近香农极限。例如，某些LDPC解码器可以将其与理论香农极限之间的差距缩小到0.3dB(分贝)以内。虽然这类实例是通过使用长度为1百万的不规则LDPC码来实现的，但它还是向大家展示了LDPC码应用在通信系统中的广阔前景。

在许多新兴应用领域中，对LDPC编码信号的使用仍在被不断的开发。例如，LDPC编码信号的使用在IEEE(电气和电子工程师学会)P802.3an(10GBASE-T)工程任务组中得到了极高的重视。IEEEP802.3an(10GBASE-T)工程任务组由IEEE创立，主要致力于依据IEEE802.3CSMA/CD以太网协议，进行双绞铜线上10G比特以太网标准的开发和标准化工作。载波侦听多址访问/冲突监测(CSMA/CD)是有关以太网中载波传输访问方面的协议。IEEE802.3an(10GBASE-T)是关于在4线双绞线上进行10Gbps(吉比特/秒)以太网操作的新兴标准。有关IEEEP802.3an(10GBASE-T)工程任务组的更多公共信息，可使用以下网址进行检索：

http：//www.ieee802.org/3/an/。

这种应用中提供的高数据率已比较接近于100米最坏电缆上理论上最高的可能速率。为实现10Gbps操作，需要使用近似容量实现纠错码。使用传统链接码时所需的时延(等待时间)，使得他们不能使用在上述应用中。

显然，需要一种用于交替编码类型和调制实现方面的技术，可以用于提供近似容量实现纠错码。

有几种编码可用于实现接近于理论极限的优异性能，这其中的一种具有LDPC码的特征。这种编码可以提供为实现10GBASET以太收发器PHY(物理层)产品所必需的低时延和高编码增益。

编码系统对二进制信息序列进行编码，将其转换为LDPC代码字，随后又将这些代码字映射到集群信号中。这些集群信号也可看作是调制信号。而调制可以看作是一种特殊的集群状态，它包含到内部集群点的唯一映射。

在一个多路径通信系统中(例如，其中的通信信道本身由多条电缆，多条信道和/或多条路径组成)，可以假设：每条电缆，信道和/或路径的信道噪音可以模拟为带有噪音方差σ²的AWGN(加性高斯白噪声)。然而，因为最佳接收器可以对信道中的非AWGN进行“白化”，而这样一来，在LDPC解码器看来，该噪音非常近似AWGN，所以上面的假设并不是限制性的。

这样一来，当接收到符号y后，实际发送的集群中集群信号s的概率如下：

P_{s} (y | s) = \frac{1}{σ \sqrt{2 π}} \exp (\frac{- 1}{2 σ^{2}} D_{SE} (y, s)) - - - (EQ 1)

其中，D_SE(y，s)是发射信号y和接收信号s之间欧几里德距离的平方，σ²是AWGN的方差。该概率P_S(y/s)可以看作是接收信号s的度量值。基于该概率(也可称为该度量值)，MLD(极大似然解码)方法使用(EQ1)尝试所有可能的代码字来求解所有可能的符号s，这样一来，MLD方法就可以找到那个包含所有的概率的代码字。然而，由于MLD方法自身的复杂性，今天的技术尚不能在对LDPC或其他这样的ECC(纠错码)编码信号进行解码的过程中执行MLD。

一种次优的解码方法(可用于对LDPC或其他这样的ECC编码信号进行解码)是迭代MP(消息传送)(或BP(置信传播))解码方法。在这种MP(或BP)方法中，上面提供的(EQ1)将用作转换度量值。

此外，在自身通信信道包含多条电缆的通信系统的一个实际实现中，我们注意到，每条电缆的噪音方差σ²彼此之间存在着明显的差异。这种存在于通信系统多种类型或不同的组件(例如，电缆，信道和/或路径)个体之间的噪音差异，给概率P_S(y/s)的计算带来了困难，同样的，该概率可以看作是接收信号s的度量值。

显然，需要向额外的改进方法提供一种技术，来解决每条电缆中的不均匀噪音问题，从而使性能得到提升。这种所需方法的最重要作用体现在概率P_S(y/s)的计算方面，该近似值也可以看作是接收信号的符号度量值，s。

发明内容

本发明直接涉及到执行有关操作的设备和方法，这些操作在下面的附图说明、发明详细描述和权利要求中进行了进一步描述。本发明的其他特点和优势在看过下面结合附图的详细描述后，将会变得非常清晰。

根据本发明的一个方面，提供了一种在通信设备中实施的度量值生成器，该度量值生成器包括：

输入端，用于：

接收第一离散值调制符号，该符号对应于具有第一SNR(信噪比)的第一信号路径；

接收第二离散值调制符号，该符号对应于具有第二SNR的第二信号路径；

度量值计算功能性模块，用于：

使用放大因子、所述第一SNR方差和所述第一SNR的标准偏差来计算对应于所述第一离散值调制符号的第一符号度量值；

使用所述放大因子、所述第二SNR方差和所述第二SNR的标准偏差来计算对应于所述第二离散值调制符号的第二符号度量值；

输出端，用于向ECC(纠错码)解码器提供所述第一符号度量值和所述第二符号度量值。

优选地：

所述第一符号度量值是第一项和第二项的结果；

所述第一项反比于所述第一SNR的标准偏差；

所述第二项的指数反比于所述第一SNR的方差和所述放大因子。

优选地：

所述输入端用于接收第三离散值调制符号，该符号对应于包含所述第二SNR的第三信号路径。

所述度量值计算功能性模块用于使用所述放大因子、所述第二SNR所述方差和所述第二SNR的所述标准偏差来计算对应于所述第三离散值调制符号的第三符号度量值。

优选地：

所述度量值生成器在通信接收器中实施，该接收器用于接收通过多个信号路径发射的信号，该多个信号路径包含所述第一信号路径和所述第二信号路径；

所述多个信号路径包括4线双绞线中的4条电缆，他们同所述通信接收器连接在一起。

优选地：

所述4线双绞线中的3条电缆包含所述第一SNR；

这4线双绞线中的1条电缆包含所述第二SNR。

优选地：

平均SNR对应于所述第一信号路径和所述第二信号路径；

第一SNR的方差是所述平均SNR和第一值之间的差值；

第二SNR的方差是所述平均SNR和第二值的和。

优选地：

所述ECC解码器是一个turbo解码器。

优选地：

所述ECC解码器是LDPC(低密度奇偶校验)解码器；

所述LDPC解码器用于：

将所述第一符号度量值分解为第一组比特度量值。

将所述第二符号度量值分解为第二组比特度量值。

优选地：

所述度量值生成器在通信接收器中实施，该接收器用于接收通过多个信号路径发射的信号，所述多个信号路径包含所述第一信号路径和所述第二信号路径；

所述第一信号路径具有所述第一SNR；

所述第二信号路径具有所述第二SNR；

其余的每个所述多个信号路径包含所述第二SNR。

优选地：

所述度量值计算功能性模块对所述放大因子进行修改，用于响应所述第一SNR和所述第二SNR二者至少其一发生的变化。

根据本发明的一个方面，提供了一种实现在通信设备中的度量值生成器，该度量值生成器包括：

输入端，用于：

接收第三离散值调制符号，该符号对应于具有所述第二SNR的第三信号路径；

接收第四离散值调制符号，该符号对应于具有所述第二SNR的第四信号路径；

度量值计算功能性模块，用于：

使用所述放大因子、所述第二SNR所述方差和所述第二SNR的所述标准偏差来计算对应于所述第三离散值调制符号的第三符号度量值；

使用所述放大因子、所述第二SNR所述方差和所述第二SNR的所述标准偏差来计算对应于所述第四离散值调制符号的第四符号度量值；

优选地：

所述第一符号度量值是第一项和第二项的结果；

所述第一项反比于所述第一SNR的标准偏差；

所述第二项的指数反比于所述第一SNR的所述方差和所述放大因子。

优选地：

所述第一信号路径是4线双绞线中的第一条电缆；

所述第二信号路径是所述4线双绞线中的第二条电缆；

所述第三信号路径是所述4线双绞线中的第三条电缆；

所述第四信号路径是所述4线双绞线中的第四条电缆。

优选地：

平均SNR对应于所述第一信号路径、所述第二信号路径、所述第三信号路径和所述第四信号路径；

所述第一SNR的方差是所述平均SNR和第一值之间的差值；

所述第二SNR的方差是所述平均SNR和第二值的和。

根据本发明的一个方面，提供了一种用于计算符号度量值的方法，该方法包括：

在执行对某个信号的纠错解码过程中使用所述第一符号度量值和所述第二符号度量值，而所述第一离散值调制符号和所述第二离散值调制符号正是在该符号中生成的。

优选地：

所述第一符号度量是第一项和第二项的结果；

所述第一项反比于所述第一SNR的所述标准偏差；

优选地，本方法还包括：

接收第三离散值调制符号，它对应于包含所述第二SNR的第三信号路径；

使用所述放大因子、所述第二SNR所述方差和所述第二SNR的所述标准偏差来计算对应于所述第三离散值调制符号的第三符号度量值。

优选地：

平均SNR对应于所述第一信号路径和所述第二信号路径；

所述第一SNR的所述方差是所述平均SNR和第一值之间的差；

所述第二SNR的方差是所述平均SNR和第二值之和。

优选地：

所述信号是经过LDPC(低密度奇偶校验)编码的信号，包括：

将所述第一符号度量值分解为第一组比特度量值；

将所述第二符号度量值分解为第二组比特度量值。

优选的地

对所述放大因子进行修改，用于响应所述第一SNR和所述第二SNR二者至少其一发生的变化；

放大因子、第一SNR的方差和所述第一SNR的标准偏差。

根据本发明的一个方面，提供了一种通信设备，包括：

AFE(模拟前端)，用于：

从包含一组电缆的通信信道中接收一个连续时间接收信号，其中，所述一组电缆的第一子集包含第一SNR(信噪比)方差和所述第一SNR标准偏差，所述一组电缆的第二子集包含第二SNR方差和所述第二SNR标准偏差；

将所述连续时间接收信号转换为离散时间信号，所使用的方法是：执行连续时间过滤、ADC(模数转换)和离散时间过滤三种中的至少一种，获得第一组离散时间接收信号，它的调制率对应于所述一组电缆的所述第一子集，同时，获得第二组离散时间接收信号，它的调制率对应于所述一组电缆的所述第二子集；

一个度量值生成器，用于：

将所述第一组离散时间接收信号和所述第二组离散时间接收信号转换为一个离散值调制符号序列，它包含对应于所述一组电缆所述第一子集的第一组离散值调制符号和对应于所述一组电缆所述第二子集的第二组离散值调制符号；

使用放大因子、所述第一SNR的方差和所述第一SNR的标准偏差计算第一组符号度量值，该度量值对应于所述第一组离散值调制符号的至少一个离散值调制符号；

使用所述放大因子、所述第二SNR的方差和所述第二SNR的标准偏差计算第二组符号度量值，该度量值对应于所述第二组离散值调制符号的至少一个离散值调制符号；

解码器，用于在对所述第一组离散时间接收信号和所述第二组离散时间接收信号执行纠错码解码过程中，使用所述第一组符号度量值和所述第二组符号度量值，来生成离散值调制符号序列的最佳估计值以及其中的编码信息比特。

优选地：

所述第一组符号度量值中的每个符号度量值是第一项和第二项的结果；

所述第一项反比于所述第一SNR的所述标准偏差；

优选地：

所述一组电缆包括4线双绞线；

这4线双绞线中的3条电缆包含所述第一SNR；

这4线双绞线中的1条电缆包含所述第二SNR。

优选地：

平均SNR对应于所述一组电缆；

所述第一SNR的方差是所述平均SNR和第一值之间的差；

所述第二SNR的方差是所述平均SNR和第二值的和。

优选地：

所述解码器是turbo解码器。

优选地：

所述解码器是LDPC(低密度奇偶校验)解码器；

所述LDPC解码器用于：

将所述第一组符号度量值中至少一个符号度量值分解为第一组比特度量值；

将所述第二组符号度量值中至少一个符号度量值分解为第二组比特度量值。

附图说明

图1是依据本发明某些方面构建的一个通信系统实施例的示意图；

图2是依据本发明某些方面构建的一个通信设备实施例的示意图；

图3是依据本发明某些方面的一个用于计算符号度量值的计算方法

实施例的示意图；

图4是依据本发明某些方面的多路径通信信道实施例的示意图；

图5是依据本发明某些方面的一个使用了平均SNR(信噪比)的性能对比实施例的示意图；

图6是依据本发明某些方面的一个使用了不同值A和B的性能对比

实施例的示意图。

具体实施方式

如上所述，当从包含多条路径(例如，多条电缆)的通信信道中接收到一个符号y时，为该符号指定的集群中集群信号s的概率，从通信信道的发射器端发往通信信道的接收器端，这个概率可以由下面的公式表示：

P_{s} (y | s) = \frac{1}{σ \sqrt{2 π}} \exp (\frac{- 1}{2 σ^{2}} D_{SE} (y, s)) - - - (EQ 1)

其中，D_SE(y，s)是发射信号y和接收信号s之间欧几里德距离的平方，σ²是AWGN的方差。该概率P_S(y/s)的值可以看作是接收信号s的度量值。

一个为改善迭代MP(消息传送)(或BP(置信传播))解码方法性能而进行的可能修改，是将上面的(EQ1)替换为下面的(EQ2)。

P_{s} (y | s) = \frac{1}{σ \sqrt{2 π}} \exp (\frac{- 1}{2 a σ^{2}} D_{SE} (y, s)) - - - (EQ 2)

其中a代表所述的放大因子。

这种使用该放大因子a的方法在序列号为No.60/613923(事务所档案号No.BP4085)和序列号为No.60/627452(事务所档案号No.BP4085.1)的美国临时专利中进行了描述，上述两份专利的全文也作为参考使用在本发明中，并构成了美国实用专利申请的一部分，同时还申请了优先权。

如上所述，在这个通信信道包含多条电缆的通信系统的一个实际实现中，我们注意到，每条电缆的噪音方差σ²彼此之间存在着明显的差异。显然，每条电缆的噪音标准偏差σ彼此之间也将有所不同。假设有这种不均匀的噪音分布，很可能还需要对(EQ2)进行其他的修改，来帮助LDPC解码器或一些其他的ECC(纠错码)解码器更好的运行。

在这里，当使用术语电缆，路径和/或信道三者其中之一来描述特定通信系统的属性时，一个需要注意的地方是，此处描述的原理也可应用于通信信道的信道，路径和/或其他的组件或部分。这就是说，这里所描述的任何原理可以等效地应用、同时也适用于通信系统中的多条路径，多条电缆和/或多个信道。

图1是依据本发明某些方面构建的一个通信系统100实施例的示意图。通信系统100用于展示一个可能的实施例，在该实施例中，通信信道(图中的噪音信道199)被分解为多条路径(例如，这里所说的路径在实施例中可以是电缆)。这个示意图向大家明确地展示了噪音信道199被分解为4条路径，而每条路径是一条电缆。因此，噪音信道199的路径电缆在图中表示为线1，线2，线3和线4。该实施例直接适用于该新兴标准IEEE802.3an(10GBASE-T)，用于在4线双绞线上提供10Gbps(吉比特每秒)以太网操作。因此，一个值得注意的地方是，这里所描述的原理也同样适用于、同时也可实现在自身通信信道包含或多或少的电缆的通信系统中，而不偏离本发明本发明的范围和主要内容。例如，通信信道可通常表征为包含2条或多条路径(例如，n条路径)，如图中的标号198所示。

在通信信道的发射器端，对1个或多个信息比特和/或数据105的编码是由编码器122和符号映射器124来执行的。该编码器122和符号映射器124可支持多种编码和调制方法。例如，在通信信道的发射器端的通信设备可以使用未编码调制，如其他编码调制方法中的LDPC(低密度奇偶校验)编码调制，TCM(网格编码调制)，turbo编码调制或TTCM(turbo网格编码调制)，同时，还可以使用任何其他的编码调制方法，这些方法通常用于抵消下降的SNR(信噪比)带来的影响和潜在的引入的ISI(符号间干扰)，其中，ISI是在连续时间信号在一个包含一定数量的路径和/或电缆的通信信道中传输的过程中，发生在连续时间发射信号上的一种干扰。通常来说，可以在编码器122中使用任何类型的ECC(纠错码)，而不会偏离本发明的范围和主要内容。在通信信道另一端的接收器中对ECC进行的解码要格外小心，该解码过程用于生成1个或多个信息比特的最佳估计值，这些信息比特曾在通信信道的发射器端进行编码。

当在特定的实施例中使用无论哪种编码方法对信息比特和/或数据105进行了适当的编码后，接下来要做的就是对编码信息比特进行分组，以此来构建符号(和/或代码字)，其中，这些符号可以是依据任何类型的调制方法(每种调制方法包含一个集群结构和到内部集群点的唯一映射)映射的符号。

在对信息比特和/或数据105进行了适当的编码(使用编码器122)，且符号映射(使用符号映射器124)完成后，符号映射器124将输出一个离散值调制符号序列。这个离散值调制符号序列有时也可看作是一个数字基带信号。一些时候，这个数字基带信号可以分解为离散值调制符号序列中的包含I，Q(同相，积分)组件的一些符号。

在实施例中示出的通信信道的发射器端，离散值调制符号序列也可被看作是离散时间发射信号。这个离散值调制符号序列(或离散时间发射信号)随后提供给发射驱动器，该驱动器可用于将该离散值调制符号序列转换为一个适当的信号，该信号可以发射到包含多条电缆的通信信道中。这样的一个发射驱动器可以执行许多不同类型的操作，包括过滤(可包括数字过滤)，频率转换(例如通常的上变频转换)和从离散时间数字域到连续时间模拟域的转换(例如，使用一个DAC(数模转换器))。通常来说，发射驱动器的操作主要用于生成时间连续发射信号，该信号将发射到通信信道中，随后传递给与位于通信信道的发射器端的通信设备相连的通信设备。同样的，在本文中，发射驱动器还可以用于将信号分解为一定数量的信号，这些分解后的信号对应于噪音信道199中多路径和/或电缆中的每一条。在这个所描述的实施例中，发射信号s，141被发射到包含n条路径的通信信道上，该通信信道可以表征为噪音信道199。

在可以表征为噪音信道199的，包含n条路径位于通信信道另一端的接收器中，接收信号y，142从连续时间接收信号中生成。需要再次强调的是，一个可能的实施例可以包含4线通信信道，但其他的可能包含多于1条电缆，信道和/或路径的通信信道，也可从本发明的多个方面中受益。

通常来说，位于通信信道的接收器端的通信设备，可用于执行适当的前端处理和随后对连续时间接收信号的解码，该信号具有一种特殊的格式，其中的信息比特和/或数据105已经在编码器122中进行了编码，编码后生成的符号发往符号映射器124，该编码器和映射器均位于通信信道一端的发射器中的通信设备中。

可以在位于通信信道接收器中的通信设备的前端中实现一些适当的组件，来执行必要且适当的过滤，频率转换(例如通常的下变频转换)，解调制，噪音白化，采样和/或任何其他必需的处理，以此将通过噪音信道199接收到的信号转换为接收信号y，142。该接收信号y，142依然是一种单信号结构，其中，该单信号来自于每个接收信号，而每个接收信号是从噪音信道199的多条路径中的每个路径中接收到的。

接收信号y，142随后提供给度量值生成器175，该生成器用来为接收信号y，142中的每个符号生成符号度量值。每个符号度量值随后将发往解码器180，用于为信息比特和/或数据105生成最佳估计值110。至此，信息比特和/或数据105先后经历了适当的发射器端处理，以及以连续时间信号形式在噪音信道199中的传输和接收器端处理。

在考虑一个通过自身m个电缆发射信息的通信系统时，可以假设在所有这m个电缆中，只有一根电缆包含较差的SNR(信噪比)(例如，N₀dB(decibels))，而所有其他的m-1根电缆都包含相同的SNR(例如，NdB)。这样的一个例子可以是一个同新兴标准IEEE802.3an(10GBASE-T)中的4线通信信道相一致的通信系统，m＝4，m-1＝3。而IEEE802.3an标准的第55段进行了这样的预测：在10G以太网收发器中，其4条电缆信道将包含彼此不等的SNR。

如果该假设成立(例如，一根电缆包含大小为N₀dB的SNR，而所有其他的电缆包含大小为NdB的SNR)，那么所有这m根电缆的平均SNR可以由一下公式提供：

N_{a} = 10 \log (\frac{10^{(N 0 / 10)} + {(m - 1) 10}^{(N / 10)}}{m}) dB - - - (EQ 3)

其中，在计算对数时，底数取10。一种用于计算接收信号度量值的可能方法是使用上面的平均SNR，N_a。使σ_a ²等于对应于上述平均SNR N_a的噪音方差，则度量值可以计算为：

P_{s} (y | s) = \frac{1}{σ_{a} \sqrt{2 π}} \exp (\frac{- 1}{2 a {σ_{a}}^{2}} D_{SE} (y, s)) - - - (EQ 4)

这是对(EQ2)的一种修改，具体方法是使用σ_a ²来替换σ²，其中σ_a ²对应于噪音的方差，而该噪音对应于平均SNR。正如所能看到的那样，该度量值可以看作是第一项和第二项的结果。第一项反比于SNR(σ或σ_a)的标准偏差，第二项包含一个指数，该指数反比于SNR(σ²或σ_a ²)的方差和放大因子a。

图2是依据本发明某些方面构建的一个通信设备200实施例的示意图。在某些方面，该通信设备200可以看作是位于通信信道的接收器端。在图中的标号205，连续时间接收信号是从通信信道中接收到的。该连续时间接收信号通过2条或多条路径(例如，n条路径)到达接收器。在某些实施例中，这n条路径对应于4线双绞线中4条不同的电缆。

最初，这个连续时间接收信号将发送给AFE(模拟前端)210。AFE210对连续时间接收信号执行初始化处理，用于生成离散时间接收信号219，该信号随后发往度量值生成器275。度量值生成器275将离散时间接收信号转换为离散值调制符号序列，并计算符号度量值289，符号度量值289对应于用于计算符号度量值289的单个符号。

这些符号度量值289随后将发往解码器280，该解码器用于执行对ECC(纠错码)编码信号的解码。而先前的一个或多个信息比特正是使用ECC进行了编码，并因此生成了离散值调制符号序列的最佳估计值210以及其中的编码信息比特。

AFE210可以用于对连续时间接收信号执行多种处理操作，用于生成离散时间接收信号219。这些处理操作可以包括采样(例如可以通过使用一个ADC(模述转换器)212来执行)，过滤214(也可以包括数字过滤)，频率转换216(经常是下变频转换)和/或通常意义上的任何其他AFE处理218。

度量值生成器275可以用于计算通信信道中所有n条路径的平均SNR，如图中标号276所示。此外，度量值生成器275还可用于确定通信信道中多条路径中的1条(或多条)的噪音的方差(σ²)和标准偏差(σ)，如图中标号277所示。在一些实施例中，这包括只需要确定通信信道中多条路径中1条路径的噪音的方差(σ²)和标准偏差(σ)。此外，度量值生成器275还可以用于确定通信信道中其余每条路径中的噪音的方差(σ²)和标准偏差(σ)，如图中标号278所示。在某些实施例中，通常假设通信信道中其余的每条路径都具有(或实际上具有)相同的SNR。在这种情况下，仅需要确定通信信道中其余路径中1条路径的噪音的方差(σ²)和标准偏差(σ)。同样，如上所述，放大因子a可以用在度量值的计算中。有关该放大因子a的使用，如图中标号279所示，同时，该放大因子a还可以适应性调整，以响应任何类型的参数，包括操作条件的变化(例如SNR的变化)或环境条件的变化。

解码器280可以是任何纠错解码器(也就是，可用于对使用ECC进行了编码的信号进行解码的任何解码器)。例如，该解码器280可以是turbo解码器282，也可以是LDPC(低密度奇偶校验)解码器284，或通常意义上的任何ECC解码器286。如果该解码器280作为一个LDPC解码器284来实现，那么符号度量值287需要分解为比特度量值。

图3是依据本发明某些方面的一个用于计算符号度量值的计算方法300实施例的示意图。首先，该方法300开始于接收到第一离散值调制符号，该符号对应于具有第一SNR(信噪比)的第一信号路径，如框图310所示，同时，该方法还接收到第二离散值调制符号，该符号对应于具有第二SNR(信噪比)的第二信号路径，如框图320所示。

方法300随后接着向下进行：使用一个放大因子、第一SNR方差和第一SNR标准偏差来计算对应于第一离散值调制符号的第一符号度量值；在此之后，方法300继续进行，使用所述放大因子、第二SNR方差和第二SNR标准偏差来计算对应于第二离散值调制符号的第二符号度量值。在计算完这些符号度量值之后，方法300将第一符号度量值和第二符号度量值应用到对某个信号的纠错解码过程中，而方法300开始时接收到的第一离散值调制符号和第二离散值调制符号正是生成于该信号中。

图4是依据本发明某些方面的多路径通信信道实施例的式意图。如图所示，该多路径通信信道400在图中包含n条路径。平均SNR，N_a，被确定为所有路径的一个函数，如图中标号406所示。

在一个实施例中，假设多条路径中有n-1条路径，它们对应的SNR的方差(σ²)和标准偏差(σ)是相同的，如图中标号402所示，而余下的1条路径对应的SNR的方差(σ²)和标准偏差(σ)则不同于上述n-1条路径，如图中标号404所示。

在另一个实施例中，假设多条路径中有n-2条路径，它们对应的SNR的方差(σ²)和标准偏差(σ)是相同的，如图中标号406所示，而余下的2条路径对应的SNR的方差(σ²)和标准偏差(σ)则不同于上述n-2条路径，如图中标号408所示。

该图表向读者提供了图片方式的说明，通过该方式，多路径通信信道中的不同路径将被区分开来，并且一个噪音方差(σ²)和标准偏差(σ)可以对应与多路径的第一子集，而不同的方差(σ²)和标准偏差(σ)可以对应于多路径的第二子集。在一个可能的实施例中，多路径的第一子集刚好包括多路径通信信道中的1条路径，而多路径的第二子集则包括多路径通信信道中的所有其余路径。

在这里公开的内容中，本文对BER(比特误码率)同E_s/N₀(每信号能量值与频谱噪音密度N₀的比)对应关系的描述使用了多种性能图表。术语E_S/N₀可以用来为数字通信系统衡量SNR(信噪比)。在观察这些性能曲线时我们发现，当指定任一E_S/N₀(或SNR)后，都可以确定相应的BER，因此也就为解码方法的性能提供了一种相对精确的表达形式。

图5是依据本发明某些方面的一个使用了平均SNR(信噪比)的性能对比500实施例的示意图。该性能对比500对应于一个解码器，通过使用8迭代MP(消息传送)(或BP(置信传播))解码方法，该编码器可用于对(2048，1723)规则LDPC代码进行解码，而这种规则LDPC代码在下面的参考[1]中进行了描述。该参考[1]公开并描述了LDPC代码是建立在R-S(Reed-Solomon)算法的两个代码字基础之上的。

[1]《建立在带有两个信息符号的Reed-Solomon代码基础之上的一种低密度奇偶校验码》，撰写人I.Djurdjevic，J.Xu，K.Abdel-Ghaffer和S.Lin，发表于IEEE Communications Letters，第7卷No.7，2003年7月，317-319页。

使用在通信系统中的、其性能在性能对比500中进行了描述的集群是一个DSQ(双平方QAM)集群，它在序列号为No.60/604426(事务所档案号No.BP4013)的美国临时申请中进行了描述，上述申请的全文已作为参考使用在本发明中，并构成了美国实用专利申请的一部分，同时还申请了优先权。

当使用这种DSQ集群的时候，符号映射(有时也称为信号映射)将4个已编码比特和3个未编码比特映射到一个DSQ集群点上(例如，一个DSQ信号总共由7个比特组成，其中包含4个已编码比特和3个未编码比特)。

在考虑通信系统100(它的噪音信道199包含4根电缆)的一个可能实施例时，可以看到，第4k+i个信号被发送给了编号为(i+1)的电缆，其中i＝0、1、2、3。在考虑这个使用在这样的4线系统(例如一个可能的实施例是新兴标准IEEE802.3an(10GBASE-T))中的4线双绞线时，可以假设前3根电缆具有相同的SNR(例如，NdB)，第4根电缆具有小于前3根电缆的SNR(例如，N₀＝N-4dB，这样一来，N₀比N小4dB)。当使用前面的(EQ3)和(EQ4)中的计算方法分别计算平均SNR和度量值时，性能对比500中展示的结果可以实现。可以看到，在跟一个多线(或多信道和/或多路径)、且每条线上的噪音大小都相同(例如，一致的噪音)的通信信道进行对比的时候，存在一个0.7dB的损失。

在一个实际的通信系统中，或许能够知道到底是哪条路径(或电缆和/或路径)具有较低的SNR。在这种情况下，就需要对不同电缆接收到的不同信号使用不同的度量值。这种方法在下面进行了描述，而描述中所用到的系统是一个4线系统。虽然如此，但这些原理同样也可扩展到包含更少或更多电缆的通信系统中，而不会偏离本发明的范围和主要内容。

当考虑一个4线双绞线时，其中N₀＝N-4dB，根据(EQ3)，平均SNR可以由下面的公式给出：

N_{a} = 10 \log (\frac{10^{(N 0 / 10)} + {(m - 1) 10}^{(N / 10)}}{m}) dB = N - 0.708 dB

有了该公式，就可以使用一种更好的方法为ECC(纠错码)解码器生成度量值。

我们还可以再次假设，即σ_a ²是对应于SNR N_a的噪音方差。还可以假设A和B是两个非负数。这两个数可以看作是用于计算符号度量值的设计参数。SNR的方差N_a-A，随后可以表示为σ_A ²，而SNR的方差N_a+B，随后可以表示为σ_B ²。

使用这种方法，度量值可以通过以下公式计算得出：

P_{s} (y_{4 k + i} | s) = \frac{1}{σ_{A} \sqrt{2 π}} \exp (\frac{- 1}{2 a {σ_{A}}^{2}} D_{SE} (y_{4 k + i,} s)) - - - (EQ 5)

其中i＝0，1，2

P_{s} (y_{4 k + 3} | s) = \frac{1}{σ_{B} \sqrt{2 π}} \exp (\frac{- 1}{2 a {σ_{B}}^{2}} D_{SE} (y_{4 k + 3}, s)) - - - (EQ 6)

其中k＝0，1，...。

图6是依据本发明某些方面的一个对A和B使用了不同值后的性能对比600实施例的示意图。该性能对比600向我们展示了一个通信设备(实现在通信信道的接收器端)的性能，该设备可依据上面讲述的方法使用值A和B来执行度量值计算。

使用这种方法，可以看到，一个大小为0.3dB的增益可以达到。

通常来说，可以假设在一个通信信道中总共有m条电缆。在这m条电缆中，还可以进一步假设，其中的n(n＜m，例如电缆j₀，...，i_n-1)条具有大小为N dB的相同的SNR，而剩下的m-n条电缆(例如，电缆j₀，...，j_m-n-1)所具有的SNR的大小为N-n₁dB，其中l＝0，...，m-n-1。接下来我们假设N_a是由公式(EQ6)计算出来的平均SNR，而它所对应的噪音方差由σ_a ²表示。还可以假设A和B₀，...，B_m-n-1是m-n+1个非负数。

因此，SNR的方差N_a-A可以表示为σ_A ²，而SNR的方差N_a+B₁可以表示为σ_B1 ²。

使用这种改进的方法，度量值可以使用下面归纳后的方法进行计算：

P_{s} (y_{mk + i 1} | s) = \frac{1}{σ_{A} \sqrt{2 π}} \exp (\frac{- 1}{2 a {σ_{A}}^{2}} D_{SE} (y_{mk + i 1}, s)) - - - (EQ 7)

其中，l＝0，...，n-1，

P_{s} (y_{mk + j 1} | s) = \frac{1}{σ_{B} \sqrt{2 π}} \exp (\frac{- 1}{2 a {σ_{B}}^{2}} D_{SE} (y_{mk + j 1}, s)) - - - (EQ 8)

其中，l＝0，...，m-n-1，k＝0，1，...。

应当注意，图中描述的方法还可以用在上述任何一种适当的系统和/或设备(例如，通信系统，通信发射器，通信接收器，通信收发器和/或其中描述的功能模块)的设计过程中，而不偏离本发明本发明的范围和主要内容。

此外，还应注意，这里所描述的与多种功能性模块、系统和/或设备设计及方法有关的实施例都可以在对数域内实现(例如，对数域)，这样一来，就可以通过使用加法操作来实现乘法操作，使用减法操作来实现除法操作。

依据上述本发明的具体实施方式及相关图片，显然还可以生成本发明的其他修改版本和变体。同样的，很显然这些修改版本和变体也是有效的，而不会偏离本发明的范围和主要内容。

Claims

1、一种在通信设备内部实施的度量值生成器，其特征在于，包括：

输入端，用于：

接收第一离散值调制符号，该符号对应于具有第一信噪比的第一信号路径；

接收第二离散值调制符号，该符号对应于具有第二信噪比的第二信号路径；

度量值计算功能性模块，用于：

使用放大因子、所述第一信噪比方差和所述第一信噪比的标准偏差来计算对应于所述第一离散值调制符号的第一符号度量值；

使用所述放大因子、所述第二信噪比方差和所述第二信噪比的标准偏差来计算对应于所述第二离散值调制符号的第二符号度量值；

输出端，用于向纠错码解码器提供所述第一符号度量值和所述第二符号度量值。

2、根据权利要求1所述的度量值生成器，其特征在于：

所述第一符号度量值是第一项和第二项的结果；

所述第一项反比于所述第一信噪比的标准偏差；

所述第二项的指数反比于所述第一信噪比的方差和所述放大因子。

3、根据权利要求1所述的度量值生成器，其特征在于：

所述输入端用于接收第三离散值调制符号，该符号对应于具有所述第二信噪比的第三信号路径；

所述度量值计算功能性模块用于利用所述放大因子、所述第二信噪比所述方差和所述第二信噪比的所述标准偏差来计算对应于所述第三离散值调制符号的第三符号度量值。

4、根据权利要求1所述的度量值生成器，其特征在于：

所述度量值生成器在通信接收器中实施，该通信接收器用于接收通过多个信号路径发射的信号，其中，所述多个信号路径包含所述第一信号路径和所述第二信号路径；

5、一种在通信设备内部实施的度量值生成器，包括：

输入端，用于：

接收第三离散值调制符号，该符号对应于具有所述第二信噪比的第三信号路径；

接收第四离散值调制符号，该符号对应于具有所述第二信噪比的第四信号路径；

一种度量值计算功能性模块，用于：

使用所述放大因子、所述第二信噪比所述方差和所述第二信噪比的所述标准偏差来计算对应于所述第三离散值调制符号的第三符号度量值；

使用所述放大因子、所述第二信噪比所述方差和所述第二信噪比的所述标准偏差来计算对应于所述第四离散值调制符号的第四符号度量值；

6、根据权利要求5所述的度量值生成器，其特征在于：

所述第一符号度量值是第一项和第二项的结果；

所述第一项反比于所述第一信噪比的标准偏差；

所述第二项的指数反比于所述第一信噪比的所述方差和所述放大因子。

7、一种用于计算符号度量值的方法，包括：

在执行信号的纠错解码过程中使用所述第一符号度量值和所述第二符号度量值，而所述第一离散值调制符号和所述第二离散值调制符号正是在该符号中生成的。

8、根据权利要求7所述的用于计算符号度量值的方法，其特征在于：

所述第一符号度量值是第一项和第二项的结果；

所述第一项反比于所述第一信噪比的所述标准偏差；

9、一种通信设备，包括：

模拟前端，用于：

从包含一组电缆的通信信道中接收连续时间信号，其特征在于，所述一组电缆的第一子集包括第一信噪比方差和所述第一信噪比标准偏差，所述一组电缆的第二子集包括第二信噪比方差和所述第二信噪比标准偏差；

将所述连续时间接收信号转换为离散时间信号，所使用的方法是：执行连续时间过滤，模数转换和离散时间过滤三种中的至少一种，获得第一组离散时间接收信号，它的调制率对应于所述一组电缆的所述第一子集，同时，获得第二组离散时间接收信号，它的调制率对应于所述一组电缆的所述第二子集；

度量值生成器，用于：

将所述第一组离散时间接收信号和所述第二组离散时间接收信号转换为一个离散值调制符号序列，该符号包括对应于所述一组电缆的第一子集的第一组离散值调制符号和对应于所述一组电缆的第二子集的第二组离散值调制符号；

使用放大因子、所述第一信噪比的方差和所述第一信噪比的标准偏差计算第一组符号度量值，该度量值对应于所述第一组离散值调制符号的至少一个离散值调制符号；

使用所述放大因子、所述第二信噪比的方差和所述第二信噪比的标准偏差计算第二组符号度量值，该度量值对应于所述第二组离散值调制符号的至少一个离散值调制符号；

10、根据权利要求9所述的通信设备，其特征在于：

所述第一组符号度量值的每个符号度量值是第一项和第二项的结果；

所述第一项反比于所述第一信噪比的所述标准偏差；

第二项的指数反比于所述第一信噪比的方差和所述放大因子。