CN1759581B - Gmsk调制技术 - Google Patents

Abstract

本揭示内容针对数字实施的高斯最小频移键控(GMSK)调制技术。这些数字GMSK调制技术利用查找表(LUT)及映射逻辑以数字生成GMSK波形。所述映射逻辑可显著地缩小LUT的大小，且藉此减少有效数字实施的GMSK调制所需要的存储要求。所揭示的方法包括：基于输入位流的第一子集从LUT选择第一GMSK波形；使所述第一GMSK波形反向以生成第二GMSK波形；且基于所述输入位流的第二子集选择第一和第二GMSK波形中的一者。

Description

GMSK调制技术

技术领域

本发明涉及无线通信，且具体的说，本发明涉及实施高斯最小移频键控(GMSK)调制的无线通信系统。

背景技术

已开发了许多种无线通信技术以促进无线电信。在本揭示案中，无线通信设备(WCD)指任何可如下文更详细描述的调制无线信号的设备。WCD的一些实例包含蜂窝式或卫星无线电话、无线电话基站、支持一或多个无线网络连接标准的计算机、用于无线网络连接的无线接取点、结合在便携式计算机内的PCMCIA卡、直接双向通信设备、配务有无线通信能力的个人数字助理(PDA)等。

在无线电信中，信息被调制以产生一或多个基带波形(亦被称作基带信号)。随后可将这些基带波形与电磁载波混合(有时称作上转换处理)，且与已调制的基带波形混合的载波可无线传输到一个接收设备。所述接收设备将所接收的载波与基带波形混合(有时称作下转换处理)。随后可由接收设备执行基带波形的解调来获得调制信息。

已开发了许多用于调制信息的不同调制技术以促进无线通信。通常用于电信系统中的一种调制技术称作高斯最小移频键控(GMSK)调制。GMSK调制是一种二进制调制方案，它可被看作是从最小移频键控(MSK)调制派生出来的。MSK调制是一种连续相位移频键控(CPFSK)，其中调制指数对应于允许两个FSK信号相干正交的最小频率间隔。

在GMSK中，(例如)通过使波形通过高斯滤波器而进一步减少了MSK调制波形的旁瓣电平。高斯滤波可使MSK调制信号的相轨迹平滑且使随时间的瞬时频率变化稳定。此外，高斯滤波通常导致波形中符号间相互依赖，例如，使得一个符号值取决于其它符号的值。由于GMSK调制通常表现出极好的功率效率及极好的频谱效率，因此它是用于无线电信的有吸引力的候选。

举例而言，GMSK调制已用于数字蜂窝式通信标准中，这个标准包含用于由欧洲电信标准协会(ETSI)标准化的全球数字移动通信系统(GSM)。此外，GMSK调制已用于各种无线网络连接系统以及其它电信系统中。

发明内容

大体而言，本揭示内容针对用于高斯最小移频键控(GMSK)调制的数字实施技术。这种数字调制技术利用查找表(LUT)及映射逻辑以数字生成GMSK波形。如下文详细描述，所述映射逻辑可较大地缩小LUT的大小，且藉此减少GMSK调制的有效数字实施所需要的存储要求。

在一个实施例中，本揭示内容提供由无线通信设备的数字GMSK调制器实施的方法。这个方法可包括基于输入位流的第一子集从LUT选择第一GMSK波形及使所述第一GMSK波形反向以生成第二GMSK波形。这个方法可进一步包括基于输入位流的第二子集在第一与第二GMSK波形之间选择。

在附图及下文描述中阐明一或多个实施例的详情。从下文具体描述、附图以及上文的权利要求书中将易了解本揭示内容的其它特性、目的及优点。

附图说明

图1是说明包含数字高斯最小移频键控(GMSK)调制器的例示性无线通信设备(WCD)的方块图；

图2是详细说明例示性GMSK调制器的方块图；

图3是说明根据本揭示内容的数字GMSK调制器的一个例示性实施例的电路图；

图4是说明GMSK调制技术的数字实施例的流程图。

具体实施方式

本揭示内容针对高斯最小移频键控(GMSK)调制的数字实施技术。在GMSK中，(例如)通过照常使波形通过高斯滤波器而减少了最小移频键控(MSK)调制波形的旁瓣电平。所述高斯滤波可使MSK调制信号的相轨迹平滑且使随时间的瞬时频率变化稳定。然而，根据本揭示内容，可数字生成波形。具体的说，GMSK波形可预先存储且基于输入位流将其从查找表(LUT)选出。输入位流代表由本文所描述的数字GMSK调制技术而调制的信号，且其可(例如)根据全球数字移动通信系统(GSM)标准而得以差分编码。

MSK调制波形的传统高斯滤波会导致波形中符号间相互依赖，例如使得一符号值取决于其它符号值。根据本揭示内容，可将现行位及先前四个位作为指数输入到LUT或映射逻辑中，从而引入与高斯滤波器引入类似的符号间相互依赖。

此外，可利用GMSK调制方案中的冗余，从而将所有可能的GMSK波形的仅一个子集存储在LUT中。映射逻辑可用于使LUT的输出反向，且随后选择LUT的直接输出或反向输出作为GMSK波形。在某些状况下，可由映射逻辑执行额外映射以将所选择的GMSK波形识别为实分量或虚分量。以这些方式，可较大地缩小有效数字GMSK调制所需要的LUT大小。举例而言，使LUT输出反向的技术及随后在LUT的直接输出与反向输出之间选择的技术可将LUT的存储要求减少二分之一。

可将输入位流的第一子集输入到LUT，且可将输入位流的第二子集输入到映射逻辑。总体而言，LUT及映射逻辑可识别并选择具有符号间相互依赖的适当输出波形，所述符号间相互依赖与将传统高斯滤波器应用到MSK波形所获得的符号间相互依赖相类似。所描述的技术可消除对模拟高斯滤波器的需要，且相对于存储每一个可能的GMSK输出波形的数字调制方案来说可较大地减少LUT中的存储要求。

图1是说明例示性无线通信设备(WCD)10的方块图。在本揭示内容中，WCD是指任何可如本文描述调制及传输无线信号的设备。举例而言，WCD 10可相当于蜂窝式或卫星无线电话、支持一或多个无线网络连接标准的计算机、结合入计算机内的PCMCIA卡、直接双向通信设备、配备有无线通信能力的个人数字助理(PDA)等。此外，WCD 10亦可相当于无线电话基站(有时称作基站收发机系统或BTS)、用于无线网络连接的无线接取点或其它与无线电话或无线计算机通信的设备。

如图1中所示，WCD 10包含(例如)从用户或其它源接收输入13的用户界面12.输入13(例如)可包括语音或数据信息、视频信息或任何其它需要编码、调制及无线传输信息的信息.编码器14从用户界面12接收信息并将所述信息编码为(例如)1和0组成的数字流.编码器14可包含模拟数字转换器以基于用户界面12产生的一模拟信号产生数字流.编码器14可包含额外的源编码能力以减轻传播通道的有害效应.

调制器16从编码器14接收已编码的位流，且执行本文所描述的数字GMSK调制。具体的说，如下文更详细描述，调制器16可基于从编码器14接收的输入位流的第一子集从查找表(LUT)选择第一GMSK波形，使所述第一GMSK波形反向以生成第二GMSK波形，且基于从输入位流的一子集生成的第二控制信号在第一与第二GMSK波形间选择。调制器16可包含一仅存储可能的GMSK波形的一个子集的LUT(图1中未图示)。调制器16亦可包含映射逻辑(图1中未图示)以从来自LUT的选择生成其它可能的波形，且为每一给定符号选择所期望的GMSK输出波形。

调制器16生成的输出GMSK波形可包括过采样数字波形(称作数字基带信号)。可将这些数字基带信号发送到数字模拟转换器(D/A)18以转换成模拟信号。生成的模拟GMSK波形称作模拟基带信号，其随后可被从D/A转换器18发送到传输器20。传输器20(例如)通过使用WCD 10的本机振荡器(LO)作为时间基准将模拟基带信号混合在载波上。在经由射频天线22传输与GMSK波形混合的载波之前，亦可由传输器20执行各种滤波、按比例缩放或其它信号调节。传输器20执行一无线通信协议以发送所述信号。

WCD 10亦可包含一协调编码、调制及无线传输其中之一或多者的独立控制单元(未图示)。在任何情况下，WCD 10数字调制GMSK信号且根据无线通信协议传输信号。举例而言，无线通信协议可基于码分多址(CDMA)、频分多址(FDMA)、时分多址(TDMA)、其各种组合等。

图2是详细说明例示性GMSK调制器16A的方块图。调制器16A可相当于图1中的调制器16。如图2所说明，调制器16A包含差分编码器26A、延迟电路28A、查找表(LUT)30A及映射逻辑32A.

差分编码器26A接收输入位流27，且差分编码位流27。经差分编码的位流由延迟电路28A接收，这个延迟电路28A以延迟及协调的方式将样品提供至LUT 30A及映射电路32A。具体的说，延迟电路28A可设计成将位流的第一子集提供至LUT 30A且将位流的第二子集提供至映射逻辑32A。通过以协调的方式适当地计时位流及将输入提供至LUT 30A及映射电路32A，可确定到LUT的正确地址。此外，可定义用作LUT 30A及映射逻辑32A的输入的子集，从而映射逻辑32A同LUT 30A合作而可利用GMSK调制方案中的冗余。藉由利用GMSK调制方案中的冗余，可较大地缩小LUT 30A的大小，藉此减少GMSK调制器16A的有效数字实施所需要的存储要求。

可基于差分编码的输入位流的第一子集从LUT 30A选择第一GMSK波形。映射逻辑32A可使所述第一GMSK波形反向以生成第二GMSK波形，且控制信号随后可基于输入位流的第二子集在第一与第二GMSK波形之间选择适当输出，此基于所述电路输入样品是偶数样品还是奇数样品。换句话说，映射逻辑32A通过生成选自LUT 30A的反向波形而利用GMSK调制方案中的冗余。输入位流的第一子集由LUT 30A使用以选择第一GMSK波形，且输入位流的第二子集由映射逻辑使用以在第一与第二GMSK波形之间选择。因此，相对于将整个输入位流供应给LUT以生成所要波形的技术来说，LUT 30A的大小缩小了。

映射逻辑32A从选自LUT 30A的GMSK波形及选自LUT 30A的反向波形选择正确的输出GMSK波形，意即，所要基带信号或所述基带信号的实数或虚分量.因此，LUT 30A仅需要存储一半可能的GMSK波形，而另一半可生成为存储在LUT 30A中的各自GMSK波形的反向波形。按照LUT 30A的直接或反向输出的输出波形的选择，映射逻辑32A亦可将输出波形映射为(例如)复合波形的实分量或虚分量。

在某些状况下，可基于输入位流的第一子集从LUT 30A选择复数个第一GMSK波形。在此状况下，映射逻辑32A使每个第一GMSK波形反向以生成复数个第二GMSK波形。映射逻辑32A随后基于输入位流的第二子集在复数个第一GMSK波形与复数个第二GMSK波形之间选择输出。在此状况下，这些输出可相当于对应于所要基带信号的复合波形的实分量(I)及虚分量(Q)。映射逻辑32A随后可将所选择的输出映射至复合波形的相应实分量(I)及虚分量(Q)。

映射逻辑32A可生成一或多个用于在第一GMSK波形与第二GMSK波形之间选择输出的控制信号。如果复数个第一及第二波形由LUT 30A选择且由映射逻辑32A生成，那么映射逻辑可生成用于选择复数个第一GMSK波形及复数个第二GMSK波形的输出的控制信号。在任一种状况下，映射逻辑32A可基于延迟电路28A提供给映射逻辑32A的输入位流的第二子集生成控制信号。另外，输入位流分成第一及第二子集以由LUT 30A促进一部分输入位流的使用且由映射逻辑32A促进另一部分输入位流的使用。具体的说，在一个实施例中，输入位流的第一子集包含现行符号及之前的三个符号，而第二子集包含现行符号及先于所述现行符号四个周期的符号。然而，亦可使用一些使用输入位流的不同组合的其它实施例。

由GSM标准定义的GMSK信号模型为：

$s\left(t\right)=\sqrt{\frac{E_c^2}{T}}\cos (2\mathrm{\π}{f}_{c}t+\mathrm{\Φ}\left(t\right)+\mathrm{\θ})$ 等式(1)

其中s(t)代表在天线上传输的模拟信号，

E_c为每个符号的能量，

T为符号持续时间，

f_c为载波频率，

t为时间，

Φ(t)为GMSK相位调制，且

θ为从保护频带的随机相位且在一突发期间为恒定的。

突发通常定义为包含148个位(亦被称作符号)以及在GSM标准中所定义的突发的有效部分之前及之后的保护间隔。在所述突发之前及所述突发之后，所述保护间隔可包括1位流。在保护间隔期间，GSM标准未指定关于调制器相位的任何东西。然而，在保护间隔期间，数据由GSM标准指定为二进制1的流。在持续期间，保护间隔可等于8.25位元。

当未使用相邻槽时，例如，当无线设备进入不同操作模式时，功率上升及功率下降曲线可与时间槽有关。在148位元突发之前调制器可生成相对长的1位流以定义功率上升，且在148位元突发之后可生成另一1位流以定义功率下降。这些功率上升及功率下降的1位流为保护间隔的一部分。

GMSK调制相位Φ(t)定义为：

$\mathrm{\Φ}\left(t\right)=\mathrm{\πh}\underset{i}{\mathrm{\Σ}}{\mathrm{\α}}_i\underset{-\∞}{\overset{t-\mathrm{iT}}{\∫}}g\left(x\right)\mathrm{dx}$ 等式(2)

其中h为调制指数，在时间iT被调制的NRZ位元表示为α_i，且高斯脉冲成形表示为g(x)，其中x为伪积分变量(dummy integration variable)。为了便于符号表示，下文中将以上积分项表示为q(t)。

可将积分项q(t)定义为三个子区，这些子区假定所关心的q(t)部分在[-2T，2T]的范围中。此外，这些限制可基于设计者想使调制器设计在天线上导致多少相位错误而改变：

$q\left(t\right)\&cong;\left\{\begin{array}{cc}0& t<-2T\\ q\left(t\right)& -2T\&le;t\&le;2T\\ 1& t\&GreaterEqual;2T\end{array}\right.$ 等式(3)

其中q(t)代表高斯成形滤波器的积分，

t为时间，且

T为调制数据源的符号持续时间。

先前在等式(1)定义的GMSK调制信号的相位为

$\mathrm{\&Phi;}\left(t\right)=\mathrm{\&pi;h}\underset{i}{\mathrm{\&Sigma;}}{\mathrm{\&alpha;}}_{i}q(t-\mathrm{iT})$ 等式(4)

其中h为调制指数，其对于GSM来说等于0.5，且NRZ数据流表示为α。通过用等式(3)中所定义的项进行替换，可将等式(4)重新写作：

$\mathrm{\&Phi;}\left(\begin{array}{c}\mathrm{\&rho;}\\ t,\mathrm{\&alpha;}\end{array}\right)=\mathrm{\&pi;h}[\underset{i=-\&infin;}{\overset{n-2}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\mathrm{\&alpha;}}_i+\underset{i=n-1}{\overset{n+2}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\mathrm{\&alpha;}}_{i}q(t-\mathrm{iT})]$ nT≤t≤(n+1)T                    等式(5)

在按mT比率取样及使用h＝0.5之后，其可详细描述为：

$\mathrm{\&Phi;}(\mathrm{mT},\mathrm{\&alpha;})\&ap;\frac{\mathrm{\&pi;}}{2}\{\underset{i=-\&infin;}{\overset{n-2}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\mathrm{\&alpha;}}_i+\underset{i=n-1}{\overset{n+2}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\mathrm{\&alpha;}}_{i}q(\mathrm{mT}-\mathrm{iT})\}$ 等式(6)

可用以下无任何精确度损失的格式将调制输出重新写作：

exp(jΦ(mT，α))＝[a_nc_n(mT)-b_nc_n(mT)]+j[b_nc_n(mT)+a_nc_n(mT)]   等式(7)

其中，

$a_n+{\mathrm{jb}}_n=\exp \left(j\frac{\mathrm{\&pi;}}{2}\underset{i=-\&infin;}{\overset{n-2}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\mathrm{\&alpha;}}_i\right)$ 等式(8)

$c_n\left(\mathrm{mT}\right)+{\mathrm{js}}_n\left(\mathrm{mT}\right)=\exp \left(j\frac{\mathrm{\&pi;}}{2}\underset{i=n-1}{\overset{n+2}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\mathrm{\&alpha;}}_{i}q(\mathrm{mT}-\mathrm{iT})\right)$ 等式(9)

值c_n代表关于等式(9)中n^th符号的余弦函数且s_n代表关于等式(9)中n^th符号的正弦函数。相似地，对于等式(8)来说，a_n代表表达式的余弦分量且b_n代表虚分量。

可将a_n及b_n项递归计算为：

a_n＝-α_n-2b_n-1，等式(10)

b_n＝α_n-2α_n-1  等式(11)

此从下式得出：

$\underset{i=-\&infin;}{\overset{n-2}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\mathrm{\&alpha;}}_i={\mathrm{\&alpha;}}_{n-2}+\underset{i=-\&infin;}{\overset{n-3}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\mathrm{\&alpha;}}_i$ 等式(12)

循环的初始条件为a_-1＝0及b_-1＝0.可使用组合逻辑建构等式(12)的第二项.在等式(9)中可将余弦及正弦项存储在查找表(LUT)中，到LUT中而无任何简化的指数将为4位宽，意即，α_n-1、α_n、α_n+1、α_n+2。随后，对于此4位字母大小的每一元来说，存在一系列对应于GMSK调制器的过采样输出的输出样品。然而，在LUT中可通过因子分解一项(在此实例中为α_n+2)而使4位减少为3位。因此，

$c_n\left(\mathrm{iT}\right)=\cos \{\frac{\mathrm{\&pi;}}{2}q(-2T-\mathrm{nT})+\frac{\mathrm{\&pi;}}{2}\underset{i=0}{\overset{2}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\mathrm{\&alpha;}}_{n+i}{\mathrm{\&alpha;}}_{n+2}q(-\mathrm{iT}+\mathrm{nT})\}$ 等式(13)

$s_n\left(\mathrm{iT}\right)={\mathrm{\&alpha;}}_{n+2}\sin \{\frac{\mathrm{\&pi;}}{2}q\left(\right[-2T-\mathrm{nT})+\frac{\mathrm{\&pi;}}{2}\underset{i=0}{\overset{2}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\mathrm{\&alpha;}}_{n+i}{\mathrm{\&alpha;}}_{n+2}q(-\mathrm{iT}-\mathrm{nT})\}={\mathrm{\&alpha;}}_{n+2}{s^{\&prime;}}_n\left(\mathrm{iT}\right)$ 等式(14)

，或s_n(iT)＝α_n+2s′_n(iT)                                  等式(15)

将通常使用值d_i而不是α_i，其中当α＝1时d＝0且当α＝-1时d＝1。换句话说，d_i及α_i通常代表相同信息，其中d假定为1及0的值且α假定为1及-1的值，这符合GSM标准。

在保护间隔期间假定相位通常不相关，那么突发的初始条件为c₁＝1、s_-1＝0，从而得出c₀＝0、s₀＝-1。在LUT为3位宽的状况下替换s_n及c_n且缩小等式(7)之后，可获得下式：

对于偶数符号：

expjΦ(t)＝a_nc_n(iT)+j(a_na_n+2)S′_n(iT)                   等式(16)

对于奇数符号：

expjΦ(t)＝(-b_nα_n+2)S′_n(iT)+jb_nc_n(iT)                 等式(17)

因此，调制器16A可根据样品号为奇数还是偶数而生成不同输出。假定LUT现是其初始大小的一半，仍需要基于如果使用全部LUT将如何查找数据而映射LUT的特定输出。为实行此，随后可基于α_n+2的符号将偶数及奇数符号用于生成一组控制信号，且可作关于特定输出的最终判定。

具体的说，无论样品为奇数还是偶数，皆可将由调制器16A的映射逻辑32A生成的控制信号用于追踪。尽管其它实施例可使用更多或更少的控制信号，但是在图3中所说明的实施例中生成了四个控制信号。

举例而言，当这些项为非零时可生成分别识别b_n及a_n的符号的控制信号p_n及q_n。每两个符号(偶数符号)就计算一次项a_n且每两个符号(奇数符号)就计算一次项b_n。因此，项b_n及a_n的计算视现行符号为偶数符号还是奇数符号而交替。

亦可由映射逻辑32A生成额外控制信号以表示等式(16)及(17)的a_nα_n+2及-b_nα_n+2项的符号。具体的说，控制信号u_n及v_n可分别表示a_nα_n+2及-b_nα_n+2的符号。为确保b_n及a_n非零，将控制信号q_n及u_n用于偶数样品且将控制信号p_n及v_n用于奇数样品。

下面的表1为可用于形成个别控制信号的逻辑表。然而，亦可使用许多其它实施例。举例而言，通过首先考虑差分编码的现行数据符号d_n+2及控制信号p_n-1来形成控制信号q_n。可使用等式(10)形成项a_n，其中q_n代表等式(10)中a_n的符号。

表1

d<sub>n+2</sub>	P<sub>n-1</sub>	α<sub>n+2</sub>	b<sub>n</sub>	a<sub>n</sub>	-α	-α<sub>n+2</sub>a<sub>n-1</sub>	u<sub>n</sub>	v<sub>n</sub>	p<sub>n</sub>	q<sub>n</sub>
											0	0	1	1	1	-1	-1	0	1	0	1
0	1	1	-1	-1	1	1	1	0	1	0
											1	0	-1	1	1	1	1	1	0	1	0
1	1	-1	-1	-1	-1	-1	0	1	0	1

可依据d_n+2、p_n、q_n、p_n-1、及q_n-1将表1的控制信号项形成为：

$q_n=d_{n-2}\&CirclePlus;p_{n-1},$ 等式(18)

$p_n=d_{n-2}\&CirclePlus;q_{n-1},$ 等式(19)

$v_n=d_{n+2}\&CirclePlus;p_n,$ 等式(20)

$u_n=d_{n+2}\&CirclePlus;q_n,$ 等式(21)

其中符号代表异或运算。

因此，等式(16)及(17)的调制信号可被缩小至：

对于偶数符号来说：

expjΦ(t)＝(1-2q_n)c_n(I_n)+j(1-2u_n)s_n(I_n)                 等式(22)

对于奇数符号来说：

expjΦ(t)＝(1-2v_n)s_n(I_n)+J(1-2p_n)c_n(I_n)                 等式(23)

图3是一根据利用上述数学框架的本揭示内容说明数字GMSK调制器16B的一个例示性实施例的电路图。根据本揭示内容的示教亦可设计许多其它实施例。在此状况下，尽管如上文所述亦可使用许多其它实施方案，但是调制器16B可相当于图2的调制器16A或图1的调制器16。如图3中所说明，调制器16B包括差分编码器26B、延迟电路28B、查找表(LUT)30B及映射逻辑32B。

差分编码器26B接收输入位流27B，且(例如)根据GSM标准差分编码位流27B。在图3的例示性实施例中，差分编码器26B包括一单周期延迟电路41及“或”门42。

延迟电路28B接收差分编码的位流，以一延迟及协调的方式将样品提供至LUT 30B及映射电路32B以在产生的波形中引入符号间相互依赖性。具体的说，延迟电路28B可包含一组单周期延迟电路43A至43D及一组“或”门44A至44C。现行符号(d_n+2)及之前的三个符号(d_n+1)、(d_n)及(d_n-2)中的每一个可分别注入“或”门44A至44C中。藉由以此方式计时所述位流，可引入符号间相互依赖性。

此外，将现行符号(d_n+2)及在所述现行符号之前四个周期的符号(d_n-2)输入至映射逻辑32B以促进控制信号u_n、v_n、p_n及q_n的生成。在图3说明的实例中，映射逻辑32B包括一组“或”门45A至45C、一组反向器46A至46C及一组双周期延迟电路47A至47B。“或”门45A接收现行符号(d_n+2)及控制信号q_n作为输入。反向器46A使“或”门45A的输出反向以生成控制信号u_n。

“或”门45B接收在现行符号之前四个周期的符号(d_n-2)和控制信号p_n的两时钟周期延迟值作为输入。延迟电路47B从两个周期前存储“或”门45C的输出(控制信号p_n)。反向器46B使“或”门45B的输出反向以生成控制信号q_n。

“或”门45C接收在现行符号之前四个周期的符号(d_n-2)和控制信号q_n的两时钟周期延迟值作为输入。延迟电路47A从两个周期前存储反向器46B的输出(控制信号q_n)。“或”门45C的输出定义控制信号p_n。

“或”门45D接收现行符号(d_n+2)和“或”门45C的输出(意即，控制信号p_n)作为输入。反向器46C使“或”门45D的输出反向以生成控制信号v_n。

以交替方式计时两周期延迟电路47A和47B从而生成控制信号q_n和u_n且将其用于偶数样品，且生成控制信号p_n和v_n并将其用于奇数样品。在图3所说明的实例中，分别将这些控制信号u_n、v_n、p_n和q_n输入控制逻辑电路49A、49B。控制逻辑电路49A和49B依次将控制信号提供给多路复用器51A、51B以促进LUT 30B的输出和LUT 30B的反向输出的选择。

LUT 30B存储GMSK波形的一个子集。映射逻辑32B利用GMSK调制中的冗余从而将所有可能GMSK波形的仅一个子集(例如，一半)存储在LUT 30B中。LUT 30B基于差分编码的输入位流来执行GMSK波形的选择，如上描述，差分编码的输入位流由延迟电路28B提供给LUT 30B。

将从LUT 30B的选择提供给多路复用器51A、51B。此外，反向器52A和52B使从LUT 30B选择的波形反向，且将反向波形提供给多路复用器51A、51B。控制逻辑电路49A和49B使用控制信号u_n、v_n、p_n和q_n以控制多路复用器51A、51B且促进在LUT 30B的直接输出和LUT 30B的反向输出之间的选择。此逻辑利用GMSK调制方案中的冗余从而可将LUT 30B的大小缩小一半，例如避免作为存储在LUT 30B中其它项的反向波形的项的存储。最终，由映射逻辑32B生成的控制信号u_n、v_n、p_n和q_n促进LUT 30B的直接或反向输出的选择以减少调制器16B中的存储要求。

多路复用器51A和51B的输出可包括分别用于复合基带波形的实分量和虚分量的所要GMSK波形。I、Q映射器55可从多路复用器51A和51B接收输出波形且将各自的输出映射到复合波形的实(I)和虚(Q)分量。I、Q映射器55的输出可包含实和虚输出，所述实和虚输出共同包括对应于所要基带信号的复合波形。举例而言，I、Q映射器55可基于现行符号为偶数符号还是奇数符号而将所选GMSK波形指派为复合波形的实(I)和虚(Q)分量。I、Q映射器55可包含计数器以追踪现行符号是偶数符号还是奇数符号，或可接收与如u_n、v_n、p_n和q_n的控制信号相类似的控制信号以协调此映射而产生复合波形。

图4为说明数字领域中实施的GMSK调制技术的流程图。举例而言，图4从图2的调制器16A的透视图加以描述。调制器16A的许多不同实施例是可能的，其包含图3中所说明的调制器16B的实施例。

差分编码器26A(例如)根据GSM标准差分编码输入位流27(61)。LUT

30A被用于基于差分编码输入位流的第一子集选择一或多个GMSK波形(62)。举例而言，延迟电路28A可定义输入位流的第一子集，此第一子集被以引入符号间相互依赖的方式供入LUT 30A中。从LUT 30A的选择基于从延迟电路28A的输入，意即，输入位流的第一子集。此外，延迟电路28A可定义供入映射逻辑32A中的输入位流的第二子集。

映射逻辑32A基于编码位流的第二子集(例如，由延迟电路28A定义的)生成一或多个控制信号(63)。此外，映射逻辑32A接收一或多个从LUT 30A选择的第一GMSK波形，且使第一GMSK波形反向以生成第二GMSK波形(64)。因此，LUT 30A不需要存储每一可能的GMSK波形项，而是可存储大约一半的可能项。剩余项可通过如本文所描述地使所选项反向而生成。此技术可较大地减少GMSK调制器16A中的存储要求。

在映射逻辑32A使从LUT 30A接收的第一GMSK波形反向以生成第二GMSK波形之后，映射逻辑32A基于所生成的控制信号在第一与第二波形之间选择(65)。换句话说，映射逻辑32A使LUT 30A的输出反向，基于输入位流的一个子集生成控制信号，且随后使用这些控制信号在LUT 30A的输出与LUT30A的反向输出之间选择。然而，在这一点上，调制器16A仍可能需要将所选输出波形指派为复合波形(意即，基带信号)的实或虚分量。因此，映射逻辑也执行波形的此实(I)或虚(Q)映射以生成所要输出，意即复合基带信号(66)。随后可将数字生成的复合GMSK基带信号转换为模拟信号、在载波上将其混合、且随后将其经由无线通信协议传输。

已描述了数字GMSK调制器的许多实施例。举例而言，已描述了包含LUT和映射逻辑的数字GMSK调制器，其利用GMSK调制中的冗余以减少LUT所使用的存储量。也提供了有利地利用GMSK调制中此冗余的控制信号的生成和使用的数学解释。尽管如此，在不偏离本揭示内容的精神和范畴的前提下仍可作各种修改。这些和其它实施例均属于权利要求书的范畴。

Claims (32)

1.一种用于高斯最小移频键控调制的方法，其包括：

基于一输入位流的一第一子集从一查找表LUT选择复数个第一高斯最小移频键控GMSK波形；

基于所述输入位流的一第二子集生成复数个控制信号；和

基于所述复数个第一GMSK波形和所述复数个控制信号生成复数个输出GMSK波形。

2.根据权利要求1所述的方法，其进一步包括：

基于所述输入位流的所述第一子集形成一L-位值，其中L大于1，且其中所述复数个第一GMSK波形包含一所述L-位值的正弦和一所述L-位值的余弦。

3.根据权利要求1所述的方法，其进一步包括：

基于所述复数个输出GMSK波形生成一无线信号；和

且根据一无线通信协议传输所述无线信号。

4.根据权利要求1所述的方法，其进一步包括：

差分编码所述输入位流，其中所述选择所述复数个第一GMSK波形包括基于所述差分编码的输入位流的一第一子集选择所述复数个第一GMSK波形，且其中所述生成所述复数个控制信号包括基于所述差分编码的输入位流的一第二子集生成所述复数个控制信号。

5.根据权利要求1所述的方法，其中所述生成复数个控制信号包括：

基于所述输入位流的所述第二子集对奇数输入位生成一所述复数个控制信号的第一子集；和

基于所述输入位流的所述第二子集对偶数输入位生成一所述复数个控制信号的第二子集。

6.根据权利要求1所述的方法，其中所述输入位流的所述第二子集包括至少一不包括于所述输入位流的所述第一子集内的输入位。

7.根据权利要求1所述的方法，进一步包括：

基于所述复数个输出GMSK波形生成一复合波形的实和虚分量。

8.一种数字高斯最小移频键控调制器装置，其包括：

一查找表LUT，其将一输入位流的子集映射到高斯最小移频键控GMSK波形，所述LUT基于所述输入位流的一第一子集输出复数个第一GMSK波形；和

映射逻辑，以基于所述输入位流的一第二子集生成复数个控制信号且基于所述复数个第一GMSK波形和所述复数个控制信号生成复数个输出GMSK波形。

9.根据权利要求8所述的装置，其进一步包括：

形成所述输入位流的所述第一和第二子集的延迟电路。

10.根据权利要求8所述的装置，其进一步包括：

一差分编码所述输入位流的差分编码器，其中所述输入位流的所述第一和第二子集为所述差分编码的输入位流的第一和第二子集。

11.根据权利要求9所述的装置，其中所述延迟电路进一步基于所述输入位流的所述第一子集形成一L-位值，其中L大于1，且其中所述复数个第一GMSK波形包含一所述L-位值的正弦和一所述L-位值的余弦。

12.根据权利要求8所述的装置，其中所述映射逻辑基于所述输入位流的所述第二子集对奇数输入位生成一所述复数个控制信号的第一子集，且基于所述输入位流的所述第二子集对偶数输入位生成一所述复数个控制信号的第二子集.

13.根据权利要求11所述的装置，其中所述输入位流的所述第二子集包括至少一不包括于所述输入位流的所述第一子集内的输入位。

14.根据权利要求11所述的装置，其中所述延迟电路提供所述L-位值作为一所述LUT的地址，且其中L经选择以至少减少所述LUT存储大小的一半。

15.根据权利要求8所述的装置，其中所述映射逻辑基于所述复数个输出GMSK波形生成一复合波形的实和虚分量。

16.根据权利要求8所述的装置，其中所述映射逻辑基于一所述复数个控制信号的个别子集选择性地反向所述复数个第一GMSK波形以生成所述复数个输出GMSK波形中的一相应波形。

17.根据权利要求8所述的装置，其中所述复数个第一GMSK波形包含一同相GMSK波形和一正交GMSK波形；其中所述映射逻辑基于所述同相和正交GMSK波形对奇数输入样本分别生成一复合波形的实和虚分量，且基于所述正交和同相GMSK波形对偶数输入样本分别生成实和虚分量。

18.一种无线通信设备，其包括：

一数字高斯最小移频键控GMSK调制器，其包含：

一查找表LUT，其将一输入位流的子集映射到GMSK波形，所述LUT基于所述输入位流的一第一子集输出复数个第一GMSK波形；和

映射逻辑，其基于所述输入位流的一第二子集生成复数个控制信号，且基于所述复数个第一GMSK波形和所述复数个控制信号生成复数个输出GMSK波形；

一数字模拟D/A转换器，其将所述复数个输出GMSK波形转换为一模拟信号；和

一传输器，其传输所述模拟信号。

19.根据权利要求18所述的无线通信设备，其中所述传输器在一载波上混合所述模拟信号且使用一无线通信协议传输与所述模拟信号混合的所述载波。

20.根据权利要求18所述的无线通信设备，其进一步包括：

一用户界面，其从一用户接收信息，和

一编码器，其将所述信息编码为所述输入位流且将所述输入位流提供给所述GMSK调制器。

21.根据权利要求18所述的无线通信设备，所述GMSK调制器进一步包括延迟电路以定义所述输入位流的所述第一和第二子集。

22.根据权利要求18所述的无线通信设备，所述GMSK调制器进一步包括一差分编码器以差分编码所述输入位流，其中所述输入位流的所述第一和第二子集为所述差分编码的输入位流的第一和第二子集。

23.根据权利要求21所述的无线通信设备，其中所述延迟电路进一步基于所述输入位流的所述第一子集形成一L-位值，其中L大于1，且其中所述复数个第一GMSK波形包含一所述L-位值的正弦和一所述L-位值的余弦。

24.根据权利要求18所述的无线通信设备，其中所述映射逻辑基于所述输入位流的所述第二子集对奇数输入位生成一所述复数个控制信号的第一子集，且基于所述输入位流的所述第二子集对偶数输入位生成一所述复数个控制信号的第二子集。

25.根据权利要求18所述的无线通信设备，其中所述输入位流的所述第二子集包括至少一不包括于所述输入位流的所述第一子集内的输入位。

26.根据权利要求18所述的无线通信设备，其中所述映射逻辑基于所述复数个输出GMSK波形生成一复合波形的实和虚分量，且其中所述数字模拟转换器将所述复合波形转换为所述模拟信号。

27.一种数字高斯最小移频键控调制器装置，其包括：

用于基于一输入位流的一子集生成复数个第一高斯最小移频键控GMSK波形的构件；

用于基于所述输入位流的一第二子集生成复数个控制信号的构件；和

用于基于所述复数个第一GMSK波形和所述复数个控制信号生成复数个输出GMSK波形的构件。

28.根据权利要求27所述的装置，其中所述用于生成复数个输出GMSK波形的构件包括：

基于一所述复数个控制信号的个别子集选择性地反向所述复数个第一GMSK波形以生成所述复数个输出GMSK波形中的一相应波形的构件。

29.根据权利要求27所述的装置，其进一步包括：

用于差分编码所述输入位流的构件，其中所述输入位流的所述第一和第二子集是所述差分编码的输入位流的第一和第二子集。

30.根据权利要求27所述的装置，其进一步包括：

基于所述输入位流的所述第一子集形成一L-位值的构件，其中L大于1，且其中所述复数个第一GMSK波形包含一所述L-位值的正弦和一所述L-位值的余弦。

31.根据权利要求27所述的装置，其进一步包括：

基于所述复数个输出GMSK波形生成一复合波形的实和虚分量的构件。

32.根据权利要求27所述的装置，其中所述生成复数个控制信号的构件包括：

基于所述输入位流的所述第二子集对奇数输入位生成一所述复数个控制信号的第一子集的构件；和

基于所述输入位流的所述第二子集对偶数输入位生成一所述复数个控制信号的第二子集的构件。

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