CN1758549B - 数据接收装置及阈值确定方法 - Google Patents

Abstract

数据接收装置及阈值确定方法本发明提供一种跟随电波传送环境的显著变化，可削减功率消耗的数据接收装置及阈值确定方法。在调制解调器(10)中，利用配置在输出控制部(26)的阈值生成电路(62)，按照监视部(22)供给的表示错误检测结果的阈值好坏的标志(52)，生成新的RSSI的阈值，将生成的阈值(60)供给监视部(24)，使设定在监视部(24)上的RSSI的阈值可变，使其工作，从而将阈值短时间、高精度地收敛。

Description

数据接收装置及阈值确定方法

技术领域

本发明涉及一种数据接收装置及阈值确定方法。本发明的数据接收装置涉及由IEEE(Institute of Electrical and Electronics Engineers)802.11标准化的无线LAN(Local Area Network)系统中的接收装置。另外，本发明的阈值确定方法特别是涉及RSSI(Received SignalStrength Indication)接收中的RSSI阈值可变、在杂音环境下也能选择最佳的RSSI阈值并设定的方法。

背景技术

一直以来，调制解调器为了削减接收时的耗电，通过RSSI信号推定接收信号，在该推定过程中停止调制解调器的动作。专利文献特开2003-273796号公报中的无线数字同步无线系统的目的在于降低主控站/子控站之间不进行数据收发时的等待期间的耗电，其中公开了采用在第一控制部中无信号收发时中断主控站侧的往发送部的供电，对应于检测到规定电平以上的RSSI电压和检测到规定的解调数据的任一情况，在第一控制部中判断为发出呼叫，开通发送部。

接收信号的推定是通过对预先设定的阈值即RSSI阈值与从接收信号获得的RSSI信号的大小进行比较来判断。但是，由于高杂音的环境下，接收信号的RSSI值变高，难以进行该接收信号的推定。

例如，专利文献特开2001-94505号公报中的间歇接收方法中，将产生噪声的状态判断为有负荷(carrier)，频繁转移到连续接收状态，从而对接收电路的通电时间变长。结果，产生电池寿命变短的现象。该现象的原理是：作为判定检测电压的阈值分别在表示第一阶段的间歇接收状态下的有负荷以及第二阶段的间歇接收状态下的无负荷的设定中，接收频带内的噪声电平高时，即使在第一阶段的间歇接收状态下判断有负荷，也在第二阶段的间歇接收状态下判断为无数据及无负荷，从而回到第一阶段的间歇接收状态，通过产生的噪声，重复第一及第二阶段的间歇接收状态间的处理。由于在短暂的间歇周期上第二阶段的间歇接收状态下的工作时间变长，因此电池寿命缩短。

因此，在专利文献特开2001-94505号公报的间歇接收方法中，若接收控制电路7具有对第一阶段的间歇接收状态和第二阶段的间歇接收状态之间的重复次数进行计数的计数功能，则当重复次数超过预先设定的次数(n次)时，进行提高第一阶段的间歇接收状态下判断有无负荷的阈值的处理。该处理中很难向第二阶段的间歇接收状态转移，且可在噪声环境下延长电池寿命。

发明内容

但是，这种阈值的调整在电波传送环境稳定的场合收敛到一定值。但是，电波传送环境不仅有稳定的场合，而且有显著变化的场合。该显著变化并不限于恶劣环境，还包括变好的情况。在专利文献特开2001-94505号公报的间歇接收方法中的阈值，只是对应噪声的增加而上升。如果利用专利文献特开2001-94505号公报的间歇接收方法，阈值就只对应于使之恶化的方向，其对于变化的跟随性不好。用以得到最佳阈值的调整中，增加不必要的动作，存在增加耗电的场合。

本发明为了解决如上所述的传统技术的缺点，提供跟随电波传送的环境的显著变化可削减耗电的数据接收装置及阈值确定方法。

本发明为了解决上述问题，包括：频率变换部件，具有接收无线信号而生成表示该接收信号的接收强度显示电平的RSSI信号的生成功能和该接收信号的基带变换功能；第一变换部件，对根据该接收信号的基带变换功能得到的信号进行数字化；第二变换部件，将生成的RSSI信号数字化；第一监视部件，解调第一变换部件的输出，同时对该解调的输出数据进行错误检测，监视已生成的RSSI信号的阈值的好坏；第二监视部件，具备测定第二变换部件输出的RSSI信号的功率的输出测定部，和对所述输出测定部测定的RSSI信号的功率与被供给的RSSI信号的阈值进行比较的阈值比较部；输出控制部件，提供对频率变换部件、第一及第二变换部件以及第一和第二监视部件的动作的许可信号，并进行控制，同时供给RSSI信号的阈值；该输出控制部件包含按照错误检测结果所示的阈值的好坏，生成RSSI信号的阈值的阈值生成部件。

本发明的数据接收装置中，用阈值生成部件根据第一监视部件供给的阈值的好坏生成新的RSSI的阈值，并供给第二监视部件，使设定在第二监视部件中的RSSI的阈值可变，并通过收敛阈值，缩短RSSI的阈值收敛时间，并能提供高精度的RSSI的阈值。

并且，为了解决本发明的上述问题，包括：第一步骤，接收无线信号，在间歇动作的噪声模式下RSSI信号的阈值上相加与该阈值的生成相关的因素的步长宽度，其中所述RSSI信号的阈值表示所述接收信号的接收强度显示电平；第二步骤，解调接收信号，对该解调的信号进行错误检测；第三步骤，检测到错误的存在，且重复次数达到规定值之前回到第一步骤，而没有错误的状态下进入将RSSI的阈值最优化的第一阶段；第四步骤，在进入第一阶段之前生成的RSSI的阈值中，减去远小于上述步长宽度的微小步长宽度；第五步骤，解调接收信号，对该解调的信号进行错误检测；第六步骤，没有检测到错误，且重复次数达到规定值之前回到第四步骤，而存在错误的状态下进入将RSSI的阈值最优化的第二阶段；第七步骤，在进入第二阶段之前生成的RSSI的阈值上相加微小步长宽度；第八步骤，解调接收信号，对该解调的信号进行错误检测；第九步骤，检测到错误，且重复次数达到规定值时回到第一步骤。

本发明的阈值确定方法在噪声模式下，RSSI的阈值上相加步长宽度，并检测接收信号的错误，根据有无错误，分别进入第一步骤和将RSSI的阈值最优化的第一阶段，在进入第一阶段为止加算的RSSI的阈值中减去微小步长宽度，并检测错误。然后，根据有无错误，分别进入最优化的第二阶段与第四步骤，在进入第二阶段之前的运算结果即RSSI的阈值上相加微小步长宽度，并检测接收信号的错误，并有错误时回到第一步骤，使RSSI的阈值可变，从而收敛到与周围环境相符的阈值，从而，缩短RSSI的阈值的收敛时间，提供高精度的RSSI的阈值。

为了进一步解决本发明的上述问题，包括：第一步骤，解调连续动作的通常模式下的从天线接收的接收信号，测定该接收信号的功率，所述通常模式是指在杂音的影响少的环境下的电路的工作状态；第二步骤，以间歇动作的噪声模式下表示上述接收信号的接收信号强度显示电平的RSSI信号的值与测定的功率之差作为杂音功率，并将从该杂音功率减去通常模式下的RSSI的阈值的值的整数值作为步长宽度生成；第三步骤，在上述通常模式下的RSSI信号的阈值上相加参与该阈值的生成的因素的步长宽度；第四步骤，解调接收信号，对该解调的信号进行错误检测；第五步骤，存在错误时回到第一步骤，没有错误的状态下进入RSSI的阈值的变更；第六步骤，作为该阈值的变更，在通常模式下的RSSI信号的阈值上相加整数倍步长宽度的值；第七步骤，利用第六步骤生成的阈值进行解调，对该解调的信号进行错误检测；第八步骤，检测到该错误时回到第一步骤，没有检测到该错误时回到第六步骤。

本发明的阈值确定方法中，在通常模式下测定接收信号的功率，在噪声模式下将RSSI信号的值(功率)与通常模式下测定的接收信号的功率之差作为杂音功率，并将从噪声功率减去通常模式下的RSSI的阈值的值的整数值作为步长宽度生成，在RSSI信号的阈值上相加步长宽度，检测错误，根据有无错误来分别进入第一步骤和RSSI的阈值的变更，通过RSSI的阈值的变更来在RSSI信号的阈值上相加整数倍步长宽度的值，并检测错误，根据有无错误来分别进入第一步骤和第六步骤进行处理，在急剧变动的杂音环境下，无需重复RSSI的阈值，只通过一次运算求得，从而能够最佳地缩短向RSSI的阈值的收敛时间。

附图说明

图1是应用本发明的数据接收装置的实施例的调制解调器的简略构成框图。

图2是说明图1的调制解调器的噪声模式的阈值调整与设定的动作顺序的流程图。

图3是说明接着图2的动作顺序的流程图。

图4是基于图2及图3的顺序的RSSI阈值的随时间变化的示图。

图5是应用本发明的数据接收装置的另一实施例的调制解调器的简略构成框图。

图6是噪声功率值以及RSSI阈值的关系的示图。

图7是根据图5的调制解调器的动作顺序得到的RSSI阈值的随时间变化的示图。

图8是说明图5的调制解调器中噪声模式的阈值调整及设定的动作顺序的流程图。

图9是根据图8的动作顺序得到的RSSI阈值的随时间变化的示图。

(符号说明)

10调制解调器、12天线、14BPF、16RF部、18A/D变换部、20RSSI A/D变换电路、22，24监视部、26输出控制部、62阈值生成电路。

具体实施方式

以下，参照附图就本发明的数据接收装置的实施例进行详细的说明。

本实施例是将本发明的数据接收装置适用于调制解调器10的场合。与本发明无直接关系的部分省略图示及说明。以下说明中，信号是由被显示的连接线的参考符号来指示。

如图1所示，调制解调器10包括天线12、BPF14、RF部16、A/D变换部18、RSSI A/D变换电路20、监视部22及24、以及输出控制部26。在此，图1的调制解调器10的主要部分是作为本发明的主题的接收功能，所以省略发送信号的构成。天线12具有接受来到的无线电波，并将来自RF部16的发送信号作为无线电波输出的功能，并使接收信号28通过固定增益(gain)的传送路提供给RF部16。

BPF14被限制频带，从而得到要利用的频率信道内的接收信号。BPF14将限制频带的接收信号30供给RF部16。

RF部16包括直交变换电路32及RSSI生成电路34。接收信号时RF部16具有抑制AGC处理时接收信号30的电平变动的功能，根据后述的监视部24的输出而控制。直交变换电路32对调整电平的接收信号30进行直交验波，并进行直交变换。直交变换电路32是通过直交变换得到的基带I(In-phase)成分及Q(Quadrature)成分的信号36输出到A/D变换部18。并且，RSSI生成电路34具有基于调整电平的接收信号30生成RSSI(接收信号强度显示信号)的功能。RSSI生成电路34将生成的RSSI信号38输出到RSSI A/D变换电路20。

A/D变换部18包括IQ A/D变换电路40。IQ A/D变换电路40分别包含I A/D变换电路及Q A/D变换电路(未图示)。IQ A/D变换电路40将按照监视部24供给的使能信号42而被供给的信号36变换成数字。IQ A/D变换电路40将数字变换的数据44输出到监视部22。

RSSI A/D变换电路20具有将供给的RSSI信号38数字化的功能。RSSI A/D变换电路20将数字化的RSSI数据46供给监视部24。

监视部22包括解调电路48。解调电路48具有输出解调的数据50，同时对解调的数据50进行错误检测(未图示)，并按照该错误检测的结果即有无错误来输出标记52的功能。解调电路48将标记52供给输出控制部26。

监视部24包括输出测定部54及阈值比较部56。输出测定部54具有测定RSSI A/D变换电路20供给的数据46的功率的功能。输出测定部54将测定的功率58供给阈值比较部56。阈值比较部56具有对供给的RSSI的功率58与输出控制部26供给的阈值60、P_th进行比较的功能。阈值比较部56例如也可以将比较结果及表示测定的RSSI的功率的数据64供给阈值生成电路62。

输出控制部26包括阈值生成电路62。输出控制部26具有分别按照通常模式与噪声模式控制输出信号的输出的功能。在此，通常模式及噪声模式表示使RF部16以下的构成部件根据环境的影响而动作的状态。通常模式表示在噪声的影响少的环境下的电路的工作状态，噪声模式是表示杂音影响大的环境下的电路的工作状态。噪声模式下的输出控制是在后面进一步的说明。

输出控制部26在通常模式及噪声模式下分别常时或间歇地输出使能信号42。阈值生成电路62具有生成并输出与功率58进行比较的阈值60、P_th，并根据供给的标记52进一步使阈值60、P_th可变，并输出的功能。输出控制部26将生成的使能信号42输出到RF部16、A/D变换部18和监视部22以及RSSI A/D变换电路20，并控制动作。

下面，就作为调制解调器10的特征即噪声模式下的动作进行说明。噪声模式下阈值60表示RSSI输出的阈值，并由变量P_th表示。通常模式下阈值60、P_th被设定为不变。即阈值60收敛到一定值。

转移到噪声模式后的RSSI的输出测定及错误检测，即误码率(Bit error rate)是通过间歇地在一定时间间隔ΔT内输出使能信号42来计算。在时间间隔ΔT内进行的次数分别设定为变量M、N及α来进行各处理的循环。如图2所示，变量M设定为零(步骤S10)。

其次判断重复次数M是否达到规定值(步骤S12)。当重复次数M未达到规定值时(否)，进行阈值生成处理(进入步骤S14)。还有，当重复次数M达到规定值时(是)，进行下一个阈值设定处理(进入步骤S16)。

其次进行阈值设定处理(步骤S14)，阈值设定处理中，阈值60上相加步长宽度A来提高阈值60的值P_th。该环境下对解调电路48接收的数据44进行解调，检测错误(步骤S18)。通过伴随该解调的错误检测判断有无错误(步骤S20)。当检测到错误时(是)，进入计数处理(进入步骤S22)，当没有检测到错误时(否)，进入进一步将该阈值的下一个阈值最优化的最优化处理(进入步骤S16)。

计数处理中，重复次数的变量M仅加以+1，提高阈值60，使其进行无错误的阈值生成处理而回到计数判断处理(进入步骤S12)。只要有接收信号的错误，则RSSI的阈值60、P_th通过上述M次的循环成为

RSSI阈值P_th＝P_th+M×A    ...(1)

然后进入RSSI阈值的最优化。首先，将重复次数的变量N设定为零(步骤S16)。其次，判断重复次数N有无达到规定值(步骤S24)。当重复次数N没有达到规定值时(否)，进行阈值生成处理(进入步骤S26)。还有，当重复次数N达到规定值时(是)，通过连接子A进行图3所示的下一个阈值设定处理(进入步骤S26)。

重复次数的变量N的阈值设定处理中，利用远小于步骤S14中的RSSI阈值的步长宽度A的步长值ΔP再次调整RSSI的阈值60、P_th(步骤S24)。即，式(1)中的阈值60中减去步长值ΔP，从而降低阈值60的值P_th。之后依次进行解调处理及错误检测的判断处理(步骤S30及步骤S32)。解调处理与上述步骤S18相同。但是，错误检测的判断处理与步骤S20的处理相反，当没有检测到错误时(是)，进行计数处理(进入步骤S34)，当检测到错误时(否)，跳到通过连接子A进行下一个阈值设定处理的步骤S26。

上述计数处理中，重复次数的变量N仅加以+1(步骤S34)。计数处理后回到计数判断处理(进入步骤S24)。在该处理中只要有接收信号的错误，就通过上述N次的循环，RSSI的阈值60、P_th表示为

RSSI阈值P_th＝P_th+M×A-N×ΔP    ...(2)

该处理中，重复N次也检测到错误时，RSSI的阈值60、P_th设定成其以上的值。此时的阈值意味着作为目标的RSSI阈值的周边值。通过图3中的连接子A进行下一个RSSI阈值的最优化处理(进入步骤S26)。首先，将重复次数的变量α设定为零(步骤S26)。其次，判断重复次数α有没有达到规定值(步骤S36)。当重复次数α没有达到规定值时(否)，进行阈值生成处理(进入步骤S38)，当重复次数α达到规定值时(是)，进行解调处理(进入步骤S40)。

步骤S38中，在式(2)的阈值60上相加步长宽度ΔP，从而提高阈值60的值P_th。之后依次进行解调处理及错误检测的判断处理(步骤S42及步骤S44)。解调处理及错误检测的判断处理与上述步骤S18及S20相同。即，当没有检测到错误时(否)，判断为生成最佳RSSI的阈值，并进行解调处理(进入步骤S40)。当检测到错误时(是)，判断为还没有生成最佳阈值，并进行计数处理(进入步骤S46)。

其次，计数处理中，重复次数的变量α仅加以+1(步骤S46)。计数处理后回到计数判断处理(进入步骤S36)。如果将变量α表示的RSSI的调整次数定义为α次，则最终的RSSI的阈值60、P_th为

RSSI阈值P_th＝P_th+M×A-N×ΔP+α×ΔP    ...(3)

从而，最终计算出最佳RSSI阈值为止的调整次数即重复次数为(M+N+α)次。解调处理中解调接收数据的同时检测错误(步骤S40)。

其次，判断式(3)表示的阈值60、P_th中有无错误(步骤S48)。当再次检测到错误时(是)，为了改正阈值的生成，通过连接子B进入图2的初始设定(进入步骤S10)。当没有检测到错误时(否)利用该阈值重复解调(进入步骤S40)。

图4表示通过图2及图3的处理得到的RSSI阈值的变化。RSSI阈值随着经过时间ΔT收敛到某一值。该收敛值为RSSI阈值的最佳值。此时，全部重复次数(RSSI阈值运算次数)为M+N+α＝3+3+1＝7。如此工作，可以随着杂音功率的变动跟随最佳RSSI阈值算出。

调制解调器10在通过噪声模式下的RSSI接收的接收信号的推定中，通过使RSSI阈值可变，与传统的RSSI阈值相比，提高RSSI测定的精度，从而避免不必要的调制解调器的工作，可削减耗电。

接下来，说明将本发明的数据接收装置适用于调制解调器10的另一实施例。图5示出本实施例的简略构成图。本实施例的调制解调器10中利用同一参考符号表示相同的构成部件，为了方便说明，省略其说明。在本实施例的调制解调器10中，监视部22不仅包括解调电路48，还包括作为新的构成部件的输出测定部66及阈值比较部68。

输出测定部66具有测定供给的数据44的功率(power)或者电力的功能。输出测定部66将测定的功率数据70供给阈值比较部68。阈值比较部68具有将供给的功率数据70与预先被设定的固定阈值相比较，当功率数据70大于固定阈值时，生成标记的功能。阈值比较部68通过供给的功率数据70，并作为功率数据72输出到输出控制部26。

输出控制部26具有推定杂音功率以及生成RSSI的阈值的功能。输出控制部26是杂音功率的推定部。输出控制部26上分别供给转移到噪声模式后供给的数据64内包含的RSSI的功率、在通常模式下的载波的功率及功率数据72。输出控制部26的噪声功率的推定中，RSSI表示包含数据64的功率、C表示功率数据72时，杂音功率可表示为

杂音功率＝RSSI-C    ...(4)

在这里可利用功率值[W]或者直接由指示器(indicator)换算表示。

接下来说明调制解调器10的动作状况。该动作基本上与上述实施例相同。图6表示本实施例中利用的载波功率值与杂音功率值的推移。图中的参数H表示杂音功率值。上述实施例中表示的RSSI步长宽度A的值在RSSI工作时，对应杂音功率的推移而变化。步长宽度A通过式(5)推定正确的RSSI步长宽度。

A＝(杂音功率值)-(通常模式时的RSSI阈值)+Δ    ...(5)

在此，Δ定义为被量子化的最小步长宽度的整数倍。从而，Δ为

Δ＝(被量子化的最小步长宽度)×(整数)         ...(6)

还有，RSSI阈值是在大小关系满足H＜RSSI值＜载波功率值条件下的最小RSSI值。

在此，对应提高RSSI值的量子化电平来求得正确的RSSI阈值。在本实施例中的RSSI阈值推移如图7所示。与图4所示的固定RSSI的步长宽度A的RSSI阈值推移相比，可缩短RSSI阈值的收敛时间。此时，全部重复次数即RSSI阈值的计算次数为M+N+α＝1+3+1＝5次。与图4所示的RSSI阈值推移的重复次数相比，本实施例可以缩短重复次数。

本实施例通过检测载波的接收信号的功率来推定杂音功率，并变化上述实施例中表示的RSSI的步长宽度A，在更短的时间内推定正确的RSSI阈值。特别是在杂音缓慢变动的环境下使用时发挥效果。还有，通常模式下，噪声很小的环境下的接收信号的功率作为载波功率时也可识别。

接下来，说明本发明的数据接收装置适用于调制解调器10的另一实施例。本实施例于图5所示的构成相同。本实施例中将RSSI步长宽度A跟随于杂音的瞬时功率，从而更加高速地算出最佳RSSI阈值的这一点与上述实施例相同，但是与上述实施例的不同点在于，适用在杂音的变动显著地大的时候发挥效果。

在本实施例中RSSI步长宽度A为

A＝INT{(杂音功率值)-(通常模式下的RSSI阈值)}＞0    ...(7)

式(7)为式(5)的Δ项置零时的情况。还有，RSSI步长宽度A是大于零的整数。通过利用式(7)算出RSSI步长宽度A，使RSSI阈值的跟随更加高速化。

接下来说明调制解调器10的工作状况。开始本实施例的噪声模式，利用式(7)算出步长宽度A(步骤S50)。其次，反映该运算结果而生成RSSI的阈值(步骤S14)。从而算出瞬时的最佳RSSI阈值。该环境下解调电路48中解调接收信号的数据44，并检测错误(步骤S18)，其次判断检测错误(步骤S52)。在该判断中没有检测到错误时(是)，移到阈值的生成处理(进入步骤S54)。还有，当检测到错误时(否)，回来计算其次的步长宽度A(进入步骤S50)。

其次，生成阈值(步骤S54)。阈值生成电路62中，利用步长宽度A降低阈值使其生成最佳阈值。为此，在步长宽度A为正数时变量M设定为负数，步长宽度A为负数时变量M设定为正数。利用如此生成的阈值进行解调(步骤S40)，并判断有无错误(步骤S48)。当没有检测到错误时(否)，回到阈值生成处理(进入步骤S54)。还有，当检测到错误时(是)，进行计算新的步长宽度A(进入步骤S50)。

经过如上所述的工作，RSSI阈值与时间的推移如图9所示。在此，算出的RSSI步长宽度A的值按计算顺序为A0、A1、A2及A3。在杂音功率显著变动的环境下，可短时间内跟随最佳RSSI阈值。

通过如上所述的构成，调制解调器10是在阈值生成部件62中，对应表示基于从监视部22供给的错误检测结果的阈值的好坏的标记52，生成新的RSSI的阈值，将生成的阈值60供给监视部24，可变化设定在监视部24的RSSI的阈值，并收敛阈值，从而缩短RSSI的阈值的收敛时间，提供高精度的RSSI的阈值，且缩短时间，从而降低耗电。

监视部22是在输出测定部66中，测定通常模式下的数据44的功率，利用输出控制部26的阈值生成电路62将RSSI信号64与供给的通常模式下的接收信号的功率72之差作为杂音功率而推定，并对应该推定的杂音功率的推移，变化加在生成阈值60、P_th上的步长宽度，从而，通过在收敛之前使用不同的RSSI步长宽度，可缩短到达RSSI阈值附近的时间。

本发明的阈值确定方法在噪声模式下，在RSSI的阈值P_th上相加步长宽度A，检测接收信号的错误，对应有无错误，相应的移到步骤S14与最优化RSSI的阈值的步骤S16，在进入第一阶段之前加算的RSSI的阈值P_th中减去微小步长宽度ΔP，并检测错误。之后，对应有无错误分别移到作为最优化的第二阶段的步骤S26与S28。移到第二阶段之前的运算结果的RSSI的阈值上相加微小步长宽度ΔP，并检测接收信号的错误，有错误时进行初始化以后，通过进行步骤S14的顺序，从而可变化RSSI的阈值，同时，收敛于合乎周围环境的阈值，从而，缩短RSSI的阈值的收敛时间，提供高精度的RSSI的阈值，进行确切的接收信号，从而噪声模式的接收信号与现有的相比，可在短时间内结束，降低不必要的调制解调器的工作，结果削减耗费功率。特别是在缓慢变动的杂音环境下发挥效果。

阈值确定方法中，在步骤S14之前，解调通常模式下的接收信号，测定该接收信号的功率，将RSSI的数据58与测定的功率72之差作为杂音功率，从该杂音功率中减去通常模式下的RSSI的阈值的值，并在其上加以整数倍量子化的最小幅的值Δ，使用通过生成步长宽度A收敛为止的分别不同的RSSI步长宽度，缩短到达RSSI阈值P_th附近的时间。

还有，RSSI信号的阈值选择大于噪声功率的值，即利用近似于被测定的杂音功率值，且大于该值的RSSI值，从而可缩短RSSI阈值的收敛时间。

进一步，本发明的阈值确定方法在通常模式下测定接收信号的功率，在噪声模式下将RSSI信号的值(功率)与通常模式下测定的接收信号的功率之差作为杂音功率，将从杂音功率减去通常模式下的RSSI的阈值的值的整数值当作步长宽度A而生成，RSSI信号的阈值P_th上相加步长宽度A，并检测错误，对应有无错误而分别移到步骤S50或者RSSI的阈值P_th的变更(步骤S54)，RSSI的阈值的变更即在RSSI信号的阈值P_th上加以整数倍步长宽度的值MA，并检测错误，对应有无错误而移到步骤S50或者步骤S54分别进行处理，在急剧变动的杂音环境下，不用重复生成RSSI的阈值，而只通过一次计算求得，从而缩短得到最佳RSSI的阈值的收敛时间。特别是在急剧变动的噪声环境下发挥效果，从而可以避免不必要的功率消耗。

Claims (3)

1.一种数据接收装置，其特征在于包括：

频率变换部件，具有接收无线信号而生成表示该接收信号的接收强度显示电平的RSSI信号的生成功能和该接收信号的基带变换功能；

第一变换部件，对根据该接收信号的基带变换功能得到的信号进行数字化；

第二变换部件，将所述生成的RSSI信号数字化；

第一监视部件，解调第一变换部件的输出，同时对该解调的输出数据进行错误检测，监视已生成的RSSI信号的阈值的好坏；

第二监视部件，具备测定第二变换部件输出的RSSI信号的功率的输出测定部，和对所述输出测定部测定的RSSI信号的功率与被供给的RSSI信号的阈值进行比较的阈值比较部；以及

输出控制部件，提供对所述频率变换部件、第一及第二变换部件以及第一和第二监视部件的动作的许可信号，并进行控制，同时供给所述RSSI信号的阈值，

该输出控制部件包含按照所述错误检测的结果所示的阈值的好坏，生成所述RSSI信号的阈值的阈值生成部件。

2.如权利要求1所述的数据接收装置，其特征在于，

第一监视部件包含通常模式下测定所述接收信号的功率的功率测定部件，所述通常模式是指在杂音的影响少的环境下的电路的工作状态；

所述阈值生成部件将RSSI信号与供给的通常模式下的所述接收信号的功率之差作为杂音功率加以推定，按照该推定的杂音功率的变迁，改变参与所述阈值的生成的因素的步长宽度。

3.一种阈值确定方法，其特征在于包括：

第一步骤，解调连续动作的通常模式下的从天线接收的接收信号，测定该接收信号的功率，所述通常模式是指在杂音的影响少的环境下的电路的工作状态；

第二步骤，以间歇动作的噪声模式下表示所述接收信号的接收信号强度显示电平的RSSI信号的值与所述测定的功率之差作为杂音功率，并将从该杂音功率减去所述通常模式下的RSSI的阈值的值的整数值作为步长宽度生成；

第三步骤，在所述通常模式下的RSSI信号的阈值上相加参与该阈值的生成的因素的步长宽度；

第四步骤，解调所述接收信号，对该解调的信号进行错误检测；

第五步骤，存在错误时回到第一步骤，没有错误的状态下进入所述RSSI的阈值的变更；

第六步骤，作为该阈值的变更，在所述通常模式下的RSSI信号的阈值上相加整数倍所述步长宽度的值；

第七步骤，利用所述第六步骤生成的阈值进行解调，对该解调的信号进行错误检测；以及

第八步骤，检测到该错误时回到第一步骤，没有检测到该错误时回到第六步骤。

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