CN1750417B - 用于估计影响超宽带无线链路的通信状态的方法和装置 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种通过由无线信号载送的至少一个脉冲序列发射数据的方法，在该过程中表示由所述脉冲序列载送的功率量的功率值PWk被计算。在确定与功率值PWk相比较的阈值Thvk之前，根据本发明的方法分别提供影响无线传输的噪声的估计值Nek和Eek以及在噪声不存在的情况下由每个脉冲序列载送的功率量。这种估计值Nek和Eek的知识使得能够计算适于影响任何给定脉冲序列的通信状态的阈值Thvk，并且因此执行任何功率调制UWB信号的最佳解调。

Description

用于估计影响超宽带无线链路的通信状态的方法和装置

技术领域

本发明涉及一种用于通过由无线信号载送的至少一个脉冲序列发射数据的方法，该方法包括在接收机端执行的至少一个码元解码步骤，在码元解码步骤的过程中产生表示由所述脉冲序列载送的功率量的功率值并且将该功率值与预定的阈值相比较。

背景技术

目前研究这种电信系统的目的是评定所谓的超宽带传输技术(另外分别被称为UWB系统和技术)的实用性。在这种系统中，每个发射机可以由码片号码所形成的一个标志(signature)来标识，所述码片号码识别在相关时间窗口内脉冲的各自位置，此标志本身十分强健，并因此可以可靠且准确地被传送给所有可能的接收机。

在UWB系统中使用的脉冲很短，其具有例如低于1纳秒的持续时间，这给这种系统提供至少大至7.5GHz的带宽，从而给这种系统带来高灵活性以及因此带来大量可能的应用。

如上所述的脉冲序列可以形成载送信号，通过对所述载送信号的调制，信息可以在所述载送信号上被编码。本发明人已经注意到：由于所涉及的脉冲不长，所以与给定脉冲序列的精确同步在接收机端可能难以执行，因此选定的调制方案优选地应该涉及尽可能少的与时间相关的参数以便节省成本。本发明人因而选择了一种调制方案，根据该调制方案，由脉冲序列载送的信息可以在接收机端被恢复而不必相对于时间精确映射接收到的脉冲序列，此目的通过把每个脉冲序列与一个表示要由所述脉冲序列载送的一个码元的数值相乘来实现，因此由发射的信号所载送的信息基本上可以由这些信号所载送的功率来表示，此功率与包含在这样一个信号内的脉冲的幅度相关。

这就是为何发明人通过将表示由每个脉冲序列载送的功率量的功率值与至少一个预定阈值相比较，来选择执行码元解码步骤，这能够以十分简单方式实现解调已调制的UWB码元。

然而，优选地通过使第一和第二概率密度函数相等必须预先计算阈值，该第一和第二概率密度函数分别表示用于载送第一码元的发射信号的可能性以及表示用于载送第二码元的发射信号的可能性。的确，尽管可以预先定义预定阈值并且例如如果表示由任何给定脉冲序列载送的码元的值被选择在整数值0和1中则将该预定阈值设置在1/2或3/4。本发明人已经观察到，没有考虑到发射机和接收机之间的通信状态的这种固定阈值可产生解码误差。因而，发明人已经设计了通过使两个概率密度相等而执行的阈值方案，每个概率密度都考虑实时通信状态，所以灰区或重叠都不会存在于两个解释状态之间。

因而合适阈值的计算涉及对影响传输接收到的脉冲序列的通信状态的知识，将关于该脉冲序列的功率值与所述阈值相比较。

发明内容

本发明提供一种用于以节省成本的方式估计表示这种实时通信状态的参数的计算方案和计算装置。

实际上，根据本发明的第一个方面，如在开始段落中所描述的方法还包括在确定预定阈值之前对表示影响无线信号传输的噪声的第一参数执行至少一个估计，以及对表示在噪声不存在的情况下由每个脉冲序列载送的功率量的第二参数执行至少一个估计。

正如下文将说明的，发明人已发现如上面所定义的第一和第二参数的估计值的知识对于允许计算最佳适合通信状态的阈值来说是充分的，任何给定的脉冲序列都将经过该通信状态。

第一和第二参数可以认为不关联或者相反地认为相互关联的。在本发明的特定实施例中，第一参数的估计值用于执行对第二参数的估计。

本发明的这种特定实施例在计算第二参数期间允许重新使用为获得第一参数已经执行的计算结果，这可以节省计算资源。

根据本发明的有利实施例，如上文所说明的方法还包括：

参考传输步骤，在该参考传输步骤过程中通过所述无线信号发射参考脉冲序列的帧；

多个码元解码步骤，每个码元解码步骤用来产生与包含在参考帧中的脉冲序列之一相关的功率值；以及

初始参数估计步骤，在该初始参数估计步骤过程中基于与包含在参考帧中的脉冲序列相关的功率值和由参考脉冲序列载送的数据的先前知识来计算第一和第二参数的估计值，所述先前知识预先已存储在接收机端。

本发明的这个有利实施例仅仅需要传输参考脉冲序列帧，用于允许解码所有随后的数据帧。优选地通过在制造所述终端期间对只读存储器编程，将表示连续参考脉冲序列的参考数据帧存储在用于根据本发明的UWB电信系统的每个终端内。

在分析所有接收的参考脉冲序列之后对于任何给定通信可以只此一次的计算第一和第二参数的估计值。然而，本发明的优选实施例允许动态调整所述估计值，这将允许在进行通信期间考虑影响数据传输的通信状态中的变化。为了实现这样动态调整，如上述说明的方法还包括至少一个参数调整步骤，用于基于在计算先前估计值之后产生的至少一个新功率值，更新先前计算的第一和第二参数的估计值。

根据码元解码步骤的特定实施例，可由变量M^1/2的多项式定义阈值，其中M是由M＝(2BNsTi+1)/2定义的，其中Ns是包含在单独脉冲序列中的脉冲数目，B是用于计算阈值的脉冲序列的带宽，以及Ti是一个持续时间，在该持续时间上执行属于所述脉冲序列的每个脉冲的积分以便产生与所述脉冲序列相关的功率值。

正如下文将说明的，定义阈值的多项式将优选地限制为二阶以便在计算复杂性和解码效率之间实现合适的平衡。

根据本发明的优选实施例，由曲线的纵坐标给出定义阈值的多项式的一阶系数，曲线的横坐标由与相关脉冲序列的传输相关的第二和第一估计值之间的比率形成。

通过执行这种码元解码步骤解调的UWB信号的调制可以由不同调制方案产生。

根据本发明的特定实施例，如上文所说明的方法还包含在传输所述脉冲序列之前要执行的至少一个码元编码步骤，在该码元编码步骤的过程中每个脉冲序列与表示由所述脉冲序列载送的码元的整数值相乘。

由于这个调制方案，通过在根据本发明的超带宽电信系统中传输信号载送的信息基本上都涉及由这些信号载送的功率，该功率涉及包含在这种信号内的脉冲幅度。这样的调制方案容易执行，反过来这能够以相对低的成本制造合适的发射机。

根据本发明的变形，要发射的每个信号是由预定数目的脉冲序列叠加组成，每个脉冲序列都已经经过码元编码步骤并且对应于多个子频带的其中一个，传输可用的总带宽先前已被分成该多个子频带。

本发明的这个变形允许通过同一通信信道同时发射多个码元，并且因而显著地增加了电信系统的吞吐量，在该电信系统中可以实施本发明的这种变形。

根据本发明的面向硬件的其中一个方面，本发明还涉及包含至少一个发射机和一个接收机的电信系统，所述发射机用来发射由至少一个脉冲序列形成的信号，所述接收机包括码元解码装置，用于产生表示由所述脉冲序列载送的功率量的功率值并且将所述功率值与预定阈值相比较，该系统的特征在于接收机包括参数估计装置，用于在确定预定阈值之前对表示影响无线信号传输的噪声的第一参数执行至少一个估计以及对表示在噪声不存在的情况下由每个脉冲序列载送的功率量的第二参数执行至少一个估计。

根据本发明的面向硬件的另一个方面，本发明还涉及用来接收由至少一个脉冲序列形成的信号的设备，所述设备包括码元解码装置，用于产生表示由所述脉冲序列载送的功率量的功率值以及将所述功率值与预定的阈值相比较，该设备的特征在于其还包括参数估计装置，用于在确定预定阈值之前对表示影响无线信号传输的噪声的第一参数执行至少一个估计，以及对表示在噪声不存在的情况下由每个脉冲序列载送的功率量的第二参数执行至少一个估计。

附图说明

从关于附图给出的下述说明的阅读中将更清楚地显现上面提及的本发明的特征以及其它特征，在附图中：

图1是描述其中使用本发明的电信系统的功能图；

图2是一个计时图，它描述了构成在这样一个电信系统中发射的载送信号的一个脉冲序列；

图3是一个计时图，它描述了可以用于生成这样一个序列的一个脉冲模型；

图4是一个计时图，它描述了包括多个脉冲序列的一个数据帧；

图5是描述包含在实施本发明的变形的接收机中的码元解码装置的框图；

图6是描述根据本发明如何计算阈值的图；

图7是描述根据本发明的一个特定实施例可以用于计算这种阈值的列表函数的图；

图8是描述根据本发明的优选实施例的参数估计装置的框图。

具体实施方式

图1描述了一个在其中实施本发明的电信系统SYST。这个系统SYST包括至少一个发射机TRD和一个接收机RCD，它们例如可以都由诸如移动电话之类的装置来构成。发射机TRD用来在Ns时间窗口上发射由至少一个具有Ns个脉冲的序列pj(j＝1到Ns)形成的信号Tsg，每个脉冲被包围在一个时间码片(time chip)内，该时间码片在其相关时间窗口内的位置由码片号码cj(j＝1到Ns)来定义。在这个序列中包含的脉冲数目Ns例如可以被选择等于128，而每个时间窗口的宽度可以被选择等于100纳秒，对于每个时间码片有1纳秒的宽度。

根据本发明，发射机TRD包括用来使每个脉冲序列与表示要由所述脉冲序列载送的码元的一个整数值相乘的码元编码装置ENC。

由发射信号Tsg载送的信息因而基本上与这个信号Tsg载送的功率相关，此功率与包含在所述信号Tsg内的脉冲幅度相关。此信息然后可以由接收机RCD恢复，而所述接收机RCD不必相对于时间精确地映射接收的脉冲序列。

为此，接收机RCD包括码元解码装置DEC，其用来计算表示由每个脉冲序列载送的功率量的至少一个功率值并且将所述功率值与至少一个预定的阈值相比较。正如下文所解释的，这样比较的结果将自动地指向由码元编码装置ENC在所发射的信号Tsg内最初编码的码元的解调值。

图2以计时图的形式描述了这样一个发射信号Tsg，根据此计时图，每个脉冲序列具有一个总持续时间Ts，该总持续时间Ts被分成每个具有持续时间Tf的时间窗口，每个时间窗口被细分为时间码片Tc，每个窗口内的单个时间码片用来包围一个脉冲pj(j＝1到Ns)，借助于码片号码cj识别此单个时间码片。这个发射信号Tsg的发射机因此将由所有的上述码片号码cj(j＝1到Ns)共同形成的标志Sg＝(c1，c2...cNs)来识别，此标志Sg本身十分强健，并因此可以被可靠且精确地传送给所有可能的接收机。

根据本发明，属于在这个图中所示脉冲序列的每个脉冲pj(j＝1到Ns)已经乘以以此序列载送的功率的形式表示要由所述脉冲序列载送的码元的一个相同整数值Vi，参考数字“i”表示被分配给所考虑的脉冲序列的一个参考数字。

此外，脉冲pj(j＝1到Ns)乘以数值αj，αj在码元编码步骤的过程中随机被选择等于+1或-1，所以在此所示出的例子中，第二脉冲p2是负的。

正的与负的脉冲的这种随机分布不影响由所述脉冲载送的信息，因为所述信息与所述脉冲的平方形式相关，这允许防止在频域中出现高幅度的峰值，该峰值可能干扰没有包括在电信系统内的设备。这样的频率干扰应该限制为一个规则，并且被欧洲委员会指令83/336CEE和美国联邦通信委员会的规章定位目标。

在此所示出的脉冲序列的所有脉冲pj(j＝1到Ns)另外可能在码元编码步骤过程中受到时间抖动dti的作用。

由时间延迟装置引入的时间抖动将相对于将由通信信道产生的延迟扩展而被保持为很小，其中，调制信号将通过该通信信道发射。延迟扩展例如可能具有100纳秒的数值。根据本发明，这样一个时间抖动将不会影响每个脉冲序列所载送的信息，并且主要把一个任选的灵活度加到调制方案上。

发射信号Tsg因此可以按照如下形式被表达：

$\mathrm{Tsg}\left(t\right)=\underset{i,j}{\mathrm{\Σ}}\mathrm{Vi}.\mathrm{\αj}.\mathrm{pj}(t-\mathrm{cj}-j.\mathrm{Tf}-\mathrm{dti})$

在本申请文件中，要由发射信号Tsg载送的信息将具有二进制性质，所以表示要由所述脉冲序列载送的位的整数值Vi或者等于1或者等于0。

图3是另一个计时图，它描述了可以被选择用于构成上述脉冲的一个可能形状p(t)。倘若同一序列的脉冲pj(t)(j＝1到Ns)都具有基本上相同的宽度并且载送相同数量的能量的话，它们可能具有不同的形状。然而所有属于相同的序列的脉冲pj(t)(j＝1到Ns)可具有相同的形状例如在此描述的形状p(t)，该形状p(t)被定义为二阶高斯函数的导数，它可以在数学上被表达为：

p(t)＝A.[1-4π(t/Tw)²].exp(-2π(t/Tw)²).

对于本领域的技术人员来说，已知的其它脉冲形状当然也可以用于此相同目的中。

图4是又一个计时图，它描述了由诸如上述那样的连续脉冲序列所形成的一个数据帧DF，其每一个脉冲序列都有一个总持续时间T s、一个周期性地被插入在两个这样的序列之间以便防止一个给定序列被随后一个序列改变的保护时间间隔GI，此改变例如可以由所述脉冲序列之间的互调制乘积所引起。因此这个数据帧DF由连续帧构成，每一个连续帧都有一个持续时间Tr，其中Tr＝Ts+GI，并且每一个连续帧都包括如上所述的一个脉冲序列。

用来接收这种数据帧DF的装置因此必须只能够测量表示连续脉冲序列载送的连续功率量的数量，以便识别数据帧DF的信息内容，而不必相对于时间精确地映射接收的脉冲序列。

图5描述了包含在根据本发明的可替换实施例的接收机中的码元解码装置DEC，在该实施例中发射信号Tsg是包含如上所描述的K个脉冲序列的组合的合成信号，因而每个脉冲序列在发射端都已经经过码元编码步骤。这个接收机包含用来接收这种合成信号Tsg的天线装置ANT。解码装置DEC包括用来彼此分离为K个子带宽的K个带通滤波器BPFk阵列(k＝1到K)，用于发射合成信号Tsg的总带宽被分成上述K个子带宽，以便定义K个不同脉冲序列，每个脉冲序列用来载送特定码元。

本发明的这个变形允许通过同一通信信道同时发射多个码元，并且因此显著地增加电信系统的吞吐量，在该电信系统中实施本发明的这样一个变形。

在这样一个实施例中，相应于秩(rank)为k(k＝1到K)的给定子带的每个脉冲序列将被表达为：

$\mathrm{Tsgk}\left(t\right)=\underset{i,j}{\mathrm{\Σ}}\mathrm{Vki}.\mathrm{\αkj}.\mathrm{pkj}(t-\mathrm{ckj}-j.\mathrm{Tf}-\mathrm{dtki}),$

和

$\mathrm{Tsg}\left(t\right)=\underset{k}{\mathrm{\Σ}}\mathrm{Tsgk}\left(t\right)$

在这里所描述的本发明的实施例中，码元解码装置DEC包括K个平方模块SQMk(k＝1到K)阵列，其中每个平方模块SQMk与一个带通滤波器BPFk相连接，并用来接收一个脉冲序列Tsgk(k＝1到K)以及递送由所述信号Tsgk的平方构成的信号Sqsk。

码元解码装置DEC还包括K个积分模块INTk(k＝1到K)阵列，其中每个积分模块INTk与一个平方模块SQMk相连接，并用来递送一个功率值Pwk，该功率值Pwk表示由相应的脉冲序列Tsgk载送的功率量。这样一个功率值Pwk例如可以在信道延迟的持续时间上作为由相关平方模块SQMk递送的平方信号Sqsk的积分而被计算。

码元解码装置DEC还包括K个比较模块CMPMk(k＝1到K)阵列，其中每个比较模块CMPMk与一个积分模块INTk相连接，并用来把由所述积分模块INTk递送的功率值Pwk与一个预定阈值Thvk进行比较，一个比较模块的预定阈值Thvk可以不同于另一个比较模块的预定阈值Thvk。

根据可以被表达如下的一个简单解码网格，因此将以一种非常简单的方式识别由给定脉冲序列Tsgk载送的码元：

如果Pwk＜Thvk，那么由脉冲序列Tsgk载送的码元是S0；以及

如果Thvk＜Pwk，那么由脉冲序列Tsgk载送的码元是S1。

每个平方模块SQMk可以由一个馈以相同输入信号的吉尔伯特单元形成。每个积分模块INTk可以由装备有RC反馈的运算放大器形成。每个比较模块CMPMk可以由用来接收一个给定功率值Pwk和一个被分配给这个比较模块CMPMk的预定阈值Thvk的运算放大器来形成。因此码元解码装置DEC可以由现有的模拟电路形成，这些模拟电路以它们高处理速度而众所周知并且相比于数字解决方案而言不需要任何采样，这将允许进一步减少处理功率和用于执行根据本发明的这个实施例的信号解码步骤所需的时间。

可以预先定义每个预定阈值并且例如如果Vki被选择在整数值0和1中将该预定阈值设置在1/2或3/4。然而本发明人已经观察到，没有考虑到发射机和接收机之间的通信状态的这种固定阈值可产生解码误差。因此，基于使两个概率密度相等，发明人已经设计了一个阈值方案，每个概率密度都考虑实时通信状态，以至于灰区或重叠都不会存在于两个解释状态之间。

可以从应用于光学的数学领域的存在技术中得到第一和第二概率密度的多个表达式。更加具体地讲，本发明人已经挑选出由所谓卡方检验理论产生的概率密度。当由发明人将其应用到UWB传输领域时将给出以下表达式，第一概率密度p0表示载送值Vki等于0的发射信号的可能性以及第二概率密度p1表示载送值Vki等于1的发射信号的可能性：

$\left\{\begin{array}{c}p0\left(x\right)=\frac{1}{\mathrm{\Γ}\left(M\right)}{\left(\frac{x}{N}\right)}^{M-1}.\exp (-\frac{x}{N})\\ p1\left(x\right)={\left(\frac{x}{E}\right)}^{(M-1)/2}.I_{M-1}\left(2\frac{\sqrt{x.E}}{N}\right).\exp (-\frac{x+E}{N})\end{array}\right.$

其中Γ表示欧拉函数以及Ij是第一种的第j个贝赛尔函数，N是表示相反地影响所述信号传输的噪声密度的第一参数，E是表示没有所有噪声的脉冲序列载送的功率量的第二参数，以及M是由M＝(2.B.Ns.Ti+1)/2所定义，其中B是用于计算阈值的脉冲序列的带宽。

图6说明了使在上述方程系统中定义的概率密度p0＝p1，阈值Thvk将提供最佳方案或根据用于执行本发明所选的实施例提供近似方案。

根据本发明的特定实施例，由变量M^1/2的多项式定义阈值，其中该值是上述方程系统的近似方案并且能够避免对所述系统的最佳方案的计算。这个多项式将优选地限制为二阶以便在计算复杂性和解码效率之间的实现合适平衡并且这个多项式表达如下：

$\mathrm{Thvk}=N.[\frac{L}{4}+\mathrm{\φ}\left(L\right).\sqrt{M-1}+M],$

其中L＝E/N。

发明人所挑出的这个公式是根据计算成本相对于解码精度提供的最好结果。

对于固定的正值K和大值x通过使用K.x^-1/2.exp(x)作为I_M-1(x)的渐进方程，发明人从上述等式系统得到这个表达式。包含在多项式M^1/2的一阶变量中的项-1是由上述方程系统的数学操作产生并且被分配到本发明的其他从属最佳实施例中。这个表达式能够相对简单动态地更新预定阈值，这将允许考虑由值M和L的变化表达的通信状态的可能变化。

根据上述本发明的优选实施例，定义阈值Thvk的多项式的一阶系数，即在(M-1)^1/2项之前的系数是由列表曲线的纵坐标给出，该曲线的横坐标是由第二和第一参数的能量比率L＝E/N形成，该比率与相关脉冲序列的传输相关，该曲线如图7所示。

由上述方案定义的最佳阈值的计算因而涉及第一和第二参数N和E的现有知识，第一和第二参数N和E表示已经影响接收脉冲序列传输的通信状态，将关于所接收的脉冲序列的功率值与所述阈值相比较。

图8描述了如何计算第一和第二参数N和E的估计值Nek和Eek以便允许确定最佳阈值Thvk，通过比较模块CMPMk将该阈值Thvk与由如上述的积分模块INTk(k＝1到k)递送的功率值PWk相比较。

在第一级期间，连续功率值PWk表示在参考脉冲序列帧中连续编码的数据，表示属于先前存储在接收装置内的参考帧的参考数据RD，在该实例中是存储在只读存储器ROM中。因此多个码元解码步骤将产生连续功率值PWk，每个功率值都与包含在参考帧中的脉冲序列的其中一个相关。

然后初始参数估计步骤将基于连续功率值Pwk和参考帧结构的先前知识产生第一和第二参数的估计值Nek和Eek。

如果例如参考数据帧包括在不存在脉冲的情况下根据开关键控方案编码的具有值“S0”的位的整数数字L0和在存在脉冲的情况下根据所述开关键控方案编码的具有值“S1”的位的数字L1，则第一和第二参数N和E的估计值Nek和Eek可被表达如下：

$\mathrm{Nek}=\frac{1}{M}\frac{\underset{i=1}{\overset{L0}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{DPkl}}{L0}$

和

$\mathrm{Eek}=\frac{\underset{i=1}{\overset{L1}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{DPkl}}{L1}-M.\mathrm{Nek}$

其中每个DPk1(1＝1到L0+L1)是由积分模块INTMk递送的经由模拟-数字变换器ADC的连续功率值之一，在接收关于参考脉冲序列之一的装置中实施该发明。

由参数估计装置PEMk执行根据上述表达式的第一和第二参数N和E的估计值Nek和Eek的计算，所述估计值Nek和Eek然后递送到阈值计算装置TCMk，该阈值计算装置TCMk用来通过应用上述公式产生阈值Thvk：

$\mathrm{Thvk}=N.[\frac{L}{4}+\mathrm{\φ}\left(L\right).\sqrt{M-1}+M]$

因而本发明的这个有利实施例仅仅需要传输参考脉冲序列的单个帧，用于允许解码所有随后的数据帧。

在分析接收的参考脉冲序列之后对于通信的整个持续时间只此一次的计算第一和第二参数N和E的估计值Nek和Eek，在这个情况下噪声水平在同一通信期间可以被认为是常量，因为它基本上依赖于温度。然而，这里所示的本发明的优选实施例允许动态调整所述估计值Nek和Eek，这将能够考虑在进行通信期间影响数据传输的通信状态中的变化。为了实现这样的动态调整，参数估计装置将能够执行至少一个参数调整步骤，用于基于在计算先前估计值之后产生的至少一个新功率值DPk更新第一和第二参数E和N的先前计算的估计值Nek和Eek。

这种参数调整步骤的操作的描述如下：

如果组成第(1+1)个采样的新功率值DPk_l+1相应于一种发现相关功率值PWk_l+1低于现有阈值Thvk_l+1的情况，现有阈值Thvk_l+1例如可以通过比较模块CMPMk将S1的值“0”与S0的值“1”相乘来表达，通过下面递归公式从先前值Nek_l推导出新的估计值Nek_l+1：

${\mathrm{Nek}}_{l+1}=\frac{l}{l+1}{\mathrm{Nek}}_l+\frac{{\mathrm{DPk}}_{l+1}}{(l+1).M}$

由于在相同通信期间噪声水平几乎保持为常量，当采样数目1变得很大时上面给出的递归公式允许计算误差趋于0的第一参数N的估计值Nek。

如果新功率值DPk_l+1相应于一种发现相关功率值PWk_l+1高于现有阈值Thvk_l+1的情况，现有阈值Thvk_l+1例如可以通过比较模块CMPMk将S1的值“1”与S0的值“0”相乘来表达，通过下面递归公式从先前值Eek_l推导出新的估计值Eek_l+1：

${\mathrm{Eek}}_{l+1}=\frac{l}{l+1}{\mathrm{Eek}}_l+\frac{{\mathrm{DPk}}_{l+1}-M.N}{l+1}$

其中N或者是由在初始估计步骤期间产生的常量估计值组成，或者由当前估计值Nek_l组成。

根据上面给出的递归公式，当1具有高值时即大量采样之后由调整执行引起的变化将可忽略。

因此发明人提出另一个其中递归增益是常量的递归公式，以致于每个新采样相比于先前一个采样将具有相同调整效果：

${\mathrm{Eek}}_{l+1}=(1-\frac{1}{A}).{\mathrm{Eek}}_i+\frac{{\mathrm{DPk}}_{l+1}-M.N}{A},$

其中A是预定的实数值。

这个递归公式能够跟踪第二参数E的实数值的变化，这是当由于发射机相对于接收机的移动性或者接收机相对于发射机的移动性的原因导致传播状态变化时发生的。

根据本发明的特定实施例，第一和第二参数N和E的估计值Nek和Eek的上述调整通过控制开关SWk有选择性地被禁止，以防止提供任何新模拟功率值PWk给模拟-数字变换器ADC，并且因此防止参数估计装置PEMk接收新输入值DPk。

通过逻辑控制模块LCMk供给的控制信号Cntk控制这样的一个控制开关SWk。由于执行初始参数估计步骤例如在相应于预定数目的时钟信号Cks的脉冲的预定持续时间已经消逝之后开关SWk被打开。根据上述实施例的可替换或附加变形，如果第一和第二参数N和E的估计值Nek和Eek好像几乎保持常量，开关SWk也可以被打开；如果连续估计值之间的连续差值保持低于预定的差值阈值，开关SWk也可以被打开。

Claims (7)

1.一种用于接收已经通过由无线信号载送的至少一个脉冲序列发射的数据的方法，该方法包括至少一个码元解码步骤，该码元解码步骤包括参数估计步骤，在所述参数估计步骤中，表示对所述无线信号的传输有相反影响的噪声强度的第一参数N的估计值Nek和表示在噪声不存在的情况下由每个脉冲序列载送的功率量的第二参数E的估计值Eek通过下列公式来执行：

$\mathrm{Nek}=\frac{1}{M}*\frac{\underset{i=1}{\overset{L0}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{DPkl}}{L0}$

和

$\mathrm{Eek}=\frac{\underset{i=1}{\overset{L1}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{DPkl}}{L1}-M*\mathrm{Nek}$

其中k是脉冲序列的指数，DPKl是关于脉冲序列k的功率值，其中l＝1到L0+L1，L0是在不存在脉冲的情况下根据开关键控方案编码的位数，L1是在存在脉冲的情况下根据开关键控方案编码的位数，M由M＝(2*B*Ns*Ti+1)/2来定义，其中B是脉冲序列k的带宽，Ns是脉冲序列k的脉冲数目，Ti是持续时间，在该持续时间上执行属于所述脉冲序列k的每个脉冲的积分以便产生与所述脉冲序列相关的功率值，

所述参数估计步骤之后是阈值确定步骤，在所述阈值确定步骤过程中，预定阈值Thvk由通过下列公式给出的变量M^1/2的多项式来定义：

$\mathrm{Thvk}=N*[\frac{L}{4}*\mathrm{\φ}\left(L\right)*\sqrt{M-1}+M]$

其中Ф(L)由列表曲线的纵坐标给出，该曲线的横坐标由与所述脉冲序列k的传输相关的第二参数和第一参数的估计值之间的能量比率形成，L＝E/N。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，在所述参数估计步骤之前执行：

参考传输步骤，在该参考传输步骤过程中，通过所述无线信号发射参考脉冲序列的帧；

码元解码步骤还用来产生与包含在参考帧中的参考脉冲序列的每一个相关的功率值。

3.如权利要求2所述的方法，其特征在于该方法还包括至少一个参数调整步骤，用于基于在计算第一和第二参数的先前的估计值之后产生的至少一个新功率值来更新先前计算的第一和第二参数的估计值。

4.如权利要求1至3的任何一项所述的方法，还包括在传输所述脉冲序列之前将要执行的至少一个码元编码步骤，在该码元编码步骤过程中，每个脉冲序列与表示由所述脉冲序列载送的码元的两个整数值的其中一个相乘。

5.如权利要求4所述的方法，根据该方法将要发射的每个信号由预定数目的脉冲序列的叠加组成，每个脉冲序列都已经经过码元编码步骤并且相应于多个子频带的其中一个，传输可用的带宽先前已被分成该多个子频带。

6.一种用来接收由至少一个脉冲序列形成的信号的接收机，其特征在于，所述接收机包括参数估计装置，用于执行表示对所述无线信号的传输有相反影响的噪声强度的第一参数N的估计值Nek和表示在噪声不存在的情况下由每个脉冲序列载送的功率量的第二参数E的估计值Eek，所述估计值通过下列公式来执行：

$\mathrm{Nek}=\frac{1}{M}*\frac{\underset{i=1}{\overset{L0}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{DPkl}}{L0}$

和

$\mathrm{Eek}=\frac{\underset{i=1}{\overset{L1}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{DPkl}}{L1}-M*\mathrm{Nek}$

其中k是脉冲序列的指数，DPKl是关于脉冲序列k的功率值，其中l＝1到L0+L1，L0是在不存在脉冲的情况下根据开关键控方案编码的位数，L1是在存在脉冲的情况下根据开关键控方案编码的位数，M由M＝(2*B*Ns*Ti+1)/2来定义，其中B是脉冲序列k的带宽，Ns是脉冲序列k的脉冲数目，Ti是持续时间，在该持续时间上执行属于所述脉冲序列k的每个脉冲的积分以便产生与所述脉冲序列相关的功率值，

所述接收机还包括阈值确定装置，用于执行由下列公式给出的变量M^1/2的多项式所定义的预定阈值Thvk：

$\mathrm{Thvk}=N*[\frac{L}{4}*\mathrm{\φ}\left(L\right)*\sqrt{M-1}+M]$

其中Ф(L)由列表曲线的纵坐标给出，该曲线的横坐标由与所述脉冲序列k的传输相关的第二参数和第一参数的估计值之间的能量比率形成，L＝E/N。

7.一种电信系统，包括至少一个发射机，以及如权利要求6所述的一个接收机。

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