KR20070022081A - 적응형 디지털 초 광대역 수신기 - Google Patents

적응형 디지털 초 광대역 수신기 Download PDF

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KR20070022081A
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adc
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대그내츄 버루
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코닌클리케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이.
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    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/06—Receivers

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Abstract

수신기는, 아날로그 UWB(Ultra-WideBand:초 광대역) RF 입력 펄스를 필터링하는 UWB 입력 필터(105); 상기 UWB 필터(105)로부터의 상기 필터링된 UWB RF 아날로그 펄스 출력을 서브-샘플링된 디지털 신호로 변환하는 적어도 하나의 병렬 서브-샘플링 ADC(Analog-to-Digital Converter)(120)를 포함한다. 적응형 결합기(125)는 상기 병렬 ADC(120)에 의해 상기 서브-샘플링된 디지털 파형 출력을 합산하고, 다중 위상 클럭 발생기(122)는 상기 서브-샘플링 ADC(120)가 서브-샘플링만을 하고 각 펄스의 예측 에너지의 임계가 존재하는 경우만 상기 필터링된 UWB RF 아날로그 파를 변환하기 위해 클럭 제어 펄스를 상기 병렬 ADC(120)에 제공한다.
초광대역, UWB, 필터, 샘플, 필터링

Description

적응형 디지털 초 광대역 수신기{ADAPTIVE MOSTLY-DIGITAL ULTRA-WIDE BAND RECEIVER}
본 발명은 UWB(Utra-Wide Band:초 광대역) 통신 시스템 및 네트워크에서의 사용을 위해 설계된 장치 및 프로세스에 관한 것이다. 특히, 본 발명은 UWB 통신에서의 대부분의 프로세스를 적응형 펄스 검출 방식을 가지는 디지털 영역으로 변경하는 기술에 대한 것이다.
일반적으로, 초 광대역(UWB:Utra-Wide Band) 통신은 변조 대역폭에 관해 점유된 대역폭의 비율로서 고전적으로 한정된다. 여기서 이 점유된 대역폭은 1.5㎓보다 크거나 또는 중심 주파수의 대략 20 내지 25%가 된다. 일반적인 UWB 변조는 지속기간이 매주 짧은 펄스를 전송하는 방식을 사용하며, 이때 점유된 대역폭은 매우 큰 값이 된다. 특히, 쌍-위상 변조된 펄스 위치 변조(bi-phase modulated pulse position modulation) 또는 시간 변조된 펄스 위치 변조(time-modulated pulse-position modulation)를 사용하기 위한 UWB 변조가 공지되어 있다.
종종 임펄스 라디오 또는 제로-캐리어(zero-carrier) 기술로서 불리는 UWB는 일반적으로 지속기간 동안, 약 10 내지 1000㎰(picoseconds)의 펄스를 전송한다. 큰 대역폭을 점유하는 방사된 에너지는 종종 충분히 작게 되어, 다른 디바이스에 해로운 간섭을 야기 시키는 것 없이 이들 디바이스와 공존할 수 있다. 현재 UWB 구현의 일부 이점은 저비용, 저전력 및 다중 경로 간섭에 대한 복원력을 포함한다. 이러한 이점은 일반적으로 전송된 짧은 펄스가 충분히 시간 내에 분리되는 현재 비교적 낮은 데이터 전송율의 어플리케이션에 해당된다. UWB 통신을 위한 FCC의 3.1 내지 10.6㎓ 대역에 의한 적용으로, UWB가 고 데이터 전송율(>100 Mb/s) WPAN(Wireless Personal Area Network) 어플리케이션즈에 적합한지를 검사하는 데 약간의 이익을 갖는다.
저 데이터 전송율 어플리케이션을 위해 설계된 일반적인 UWB는 아날로그 영역으로 구현된 터널 다이오드 또는 상관관계를 사용하는 펄스 검출방식에 기반을 갖는다. 보통, 이들 기술은 최적 매칭 필터링을 제공한다. 왜냐하면, 수신 파형이 펄스 검출기의 특성과 매칭되지 않기 때문이다. 결과적으로, 이러한 구현은 채널 조건 및 간섭에 민감하다, 덧붙여, RF 신호에서 직접 적용되는 상관관계 방법도 파형 및 타이밍 부정합(mismatching)에 매우 민감하다. 구현이 아날로그 영역에 있으므로, 앞서 상술한 기술은 UWB를 위한 고급 간섭 완화 기술의 사용을 제한한다. 따라서, 아날로그 대신에 디지털 영역으로 주로 처리되는 UWB 통신을 제공하고, 채널에 매칭되고 덜 민감한 타이밍 에러인 펄스 검출 방식을 제공할 필요가 있다.
현재 청구된 본 발명은 디지털 UWB 수신기를 제공하는 방법 및 장치를 제공한다. 본 발명의 측면에 따르면, 본 발명은 라인 필터, 저잡음 증폭기, 이득 제어기 및, 대부분의 펄스의 기대치 에너지가 존재하는 시간 동안만 신호를 샘플링하는 한 쌍의 A/D 컨버터를 포함한다. 따라서, n 적응형 결합기는 한 쌍의 컨버터의 출력을 결합하다. 그러므로, 적응형 결합기의 출력이 등화기에 공급된다. 적응형 결합기는 잡음, 채널 또는 타이밍 에러에 민감하지 않는데, 왜냐하면, 이 적응형 결합기는 UWB 수신기의 분야에서 공지된 바와 같이, 적응형 필텅-가중 방식에서 전송된 파형의 모양에 의존하지 않기 때문이다.
도 1은 본 발명에 따른 시스템의 개략도.
도 2는 신호의 서브-샘플링 및 다중 위상 체크의 출력을 예시한 도면.
도 3은 SNR(신호 대 잡음비)의 함수로서 비트 에러율(BER:Bit Error Rate)의 예시한 도면.
도 4는 타이밍 에러에 의해 야기된 시뮬레이션된 성능 손실을 예시한 도면.
이후 설명은 예시를 위해 제공되고 제한을 위해 제공되는 것이 아님을 당업자라면 이해할 수 있을 것이다. 또한, 당업자라면 본 발명의 사상과 첨부된 청구항의 범위 내에 놓이는 많은 변형예가 있음을 이해할 것이다. 알려진 기능 및 동작에 대한 불피요한 상세 설명은 본 발명의 명확한 점을 애매할 수 있으므로 현재 설명으로부터 생략될 수 있다.
도 1은 본 발명에 따른 대부분이 디지털인(Adaptive Mostly-Digital)형 초 광대역 수신기의 일구성의 개략도이다. 도 1에 도시된 바와 같이, UWB RF 입력은 초기에 필터(105)를 통과한다. 필터(105)는 대역 신호 및 대역내(inband) 협대역 간섭을 제거하기 위해 설계된다. 이러한 필터가 구현될 수 있는 한 가지 방식은 전송 선 필터의 사용을 통해서이다. 필터링된 UWB 입력의 출력은 저잡음 증폭기(LNA:Low-Noise Amplifier)(110)을 통과한다. LNA는 어느 정도까지 필터(105)를 통과함으로써 감쇠된 소정의 UWB 신호의 크기를 증가시킨다. 따라서, 증폭된 신호는 자동 이득 제어기(AGC:Automatic Gain Controller)(115)에 입력된다. AGC는 기설정된 수준으로 신호를 조정하고, 이후 AGC의 출력은 병렬 A/D 컨버터(ADC:Aanalog-to-Digital Conveter)(120)에 입력이 됨으로써 디지털 신호로 변환된다. 따라서, 적응형 결합기(125)의 출력은 채널에 의해 야기된 임의의 인터-심볼 간섭(inter-symbol interference)을 완화시키기 위하여 등화기에 입력된다. 등화기(130) 및 선택적으로 적응형 결합기(125)로부터의 출력은 마이크로프로세서 제어기(135)에 다시 공급된다. 마이크로프로세서(135)는 순차로 각각 D/A 컨버터(Digital/Analog converter)(137,139)를 통하여 지연선(delay line)(122) 및 병렬 ADC(120) 양 쪽에 제어 신호를 제공한다.
본 발명의 측면에 따르면, ADC(120)는 대부분의 펄스의 예측 에너지가 존재하는 시간동안 신호를 단지 샘플링한다. ADC(120)의 샘플링이 제어될 수 있는 한 가지 방식은 도 1에 도시된 마스터 클럭 입력을 수신하는 다중 위상 클럭 발생기(122)의 사용을 통하는 것이다. 이 다중 위상 클럭 발생기(122)는 대략 피코초 지연으로 복수의 지연선(delay line)을 포함한다. 그러므로, ADC(120)의 샘플링을 제어하기 위해 도입된 클럭의 지연양은 매우 정확해 질 수 있다. 예를 들면, ADC의 정확성은 1 비트(임계 검출기로 사용된)로부터 수 개 비트까지의 범위가 될 수 있다.
덧붙여, ADC(120)는 다수의 고속 샘플 홀드 회로(sample and hold circuit)(미도시)에 의해 선행될 수 있다. 당업자라면 개별 ADC의 개수(r), 이 ADC의 정확도 및 지연선(delay line) 모두가 일정한 미리 정해진 비용 대비 성능의 목표를 만족시키기 위해 선택될 것이며, 이들 아이템 요구 모두가 임의의 특정한 요구를 만족시키기 위해 수정될 수 있다는 것을 이해할 것이다. 따라서, 비록 도 1이 "병렬 ADC"라고 표기된 하나의 블록으로 도시될지라도, 이러한 예시는 단지 설명에 도움이 되는 목적을 위한 것이고, 또한 샘플링하는 ADC의 갯수, 지연선의 유형 및 이 ADC를 선행하는 추가 고속 샘플 홀드 회로를 사용할 지 또는 안 할지는 모두 첨부된 청구항의 범위 및 본 발명의 사상 내에 있음을 이해해야 할 것이다.
그러므로, ADC(120)의 샘플링된 디지털 출력은 적응형 결합기(125)에 입력된다. 적응형 결합기(125)는 적응형 가중(adaptive weight)을 사용하여 서브-샘플링된 디지털 파형의 합산을 실행한다. 이러한 결합기는 정합 필터로 볼 수 있다. 적응형 필커 가중은 출력 신호 대 잡음비(output signal-to-noise ratio)를 최소화하기 위해 선택된다. 일반적으로, 적응형 결합기(125)는 결합될 적어도 2개 이상의 서브-샘플링으로 디지털로 변환되는 신호를 위한 적어도 하나의 입력과, 각 서브-샘플링된 디지털로 변환된 입력을 수신하는 각 곱셈기(multiplier)를 갖는 2개 이상의 곱셈기(127), 이 각 곱셈기의 출력을 합산하는 덧셈기(128)를 포함한다. 차이(즉, 에러)(129)가 적응적으로 (탭(tap)으로) 곱계수를 조정하기 위해 곱셈기(127)에 다시 공급된다. 따라서, 합산된 파형은 일반적으로 도 1 도시된 것과 같은 등화기에 입력된다.
본 발명의 일측면에 따르면, 본 발명의 한가지 이점은 적응형 결합기(125)가 전송된 파형의 모양에 의존하지 않는다는 점이다. 예를 들면, 종래의 UWB 수신기는 수신된 파형에 효과적으로 매칭되지 않는 필터를 사용할 것이다. 왜냐하면, 수신된 파형이 다중-경로 및 다른 필터링 변경으로 인해 신뢰할 수 있게 알려지지 않기 때문이다. 덧붙여, 종래의 방식은 채널 잡음과 타이밍 에러에 아주 민감하다. 그러나, 여기에 공개된 바와 같이, 현재 청구된 본 발명은 적응적으로 최적화 매칭된 필터 탭을 적응적으로 계산함으로써 서브-샘플링된 디지털 파형을 적응적으로 결합한다. 이 결과는 본 발명이 잡음, 채널 또는 타이밍 에러에 민감하지 않다는 점이다.
본 발명의 또 다른 측면에 따르면, ADC(120)의 출력은 다음식으로 모델링 될 수 있음을 가정한다:
Figure 112006091913227-PCT00001
여기서, M은 서브-샘플의 갯수이고, t는 서브-샘플링 콕크(cock)의 지연이고, T는 심볼율(펄스율)이 된다.
지연선은 균일한 지연선이 될 필요가 없음을 주목해야 한다. 가중 계수는 다음식과 같이 정의된다:
Figure 112006091913227-PCT00002
위 수학식 2와 같이 정의됨으로써, 적응형 결합기의 출력은 다음식에 의해 기술될 수 있다.
Figure 112006091913227-PCT00003
적응형 결합기(a(nT))의 탭(tap)은 최소 제곱 평균(LMS:Least Mean Square)알고리즘을 사용하여 얻어질 수 있으며, 또는 상수 계수 적응(CMA:Constant Modulus Adaptive) 알고리즘과 같은 블라인드 적응형 알고리즘 중의 하나에 의해 얻어질 수 있다. LMS 알고리즘은 다음식에 의해 기술될 수 있다:
Figure 112006091913227-PCT00004
여기서, e(nT)= y(nT) - r(nT)는 에러이고, r(nT)는 전송된 시퀀스, u는 적응 스텝 상수(adaption step constant)가 된다. 또한, r(nT)는 슬라이서(결정 디바 이스) 또는 공지된 트레이닝 시퀀스의 출력으로 대체될 수 있음을 주목해야 한다.
도 2는 신호의 서브-샘플링 및 다중 위상 클럭의 성질에 대한 단순한 폼을 예시한다. 여기서, 아날로그 신호(205)는 파워 대 시간의 함수로서 도면에 기입된다. 도 2에 도시된 바와 같이, 이러한 특정 UWB 전송에 있어서, 에너지 레벨은 서로 다른 시간에서 변한다. 본 발명에 따르면, 서브-샘플링은 대부분의 예측된 에너지가 점(207,209,211,213,215 등)에서와 같이 존재하는 주기에서 실행된다. 이 서브-샘플링은 ADC(120)를 제어하는 다중 위상 클럭 펄스(230,235,240,245,250)에 의해 일어나는 것으로 이해될 수 있다. 이들 서브 샘플링 점으로부터, 아날로그 신호는 ADC(120)(도 1에 도시됨)에 의해 디지털 신호로 변환된다. 앞서 언급한 바와 같이, 다중 위상 지연은 피코 초(picosecond) 정도이다.
따라서, 인입하는 RF UWB 신호에 직접 응용에 의해 종래 기술에서 사용된 상관관계 방법과 달리, 본 발명에서, 대부분의 예측된 펄스 에너지가 디지털 샘플을 얻기 위하여 존재하는 신호만을 서브-샘플링하고, 그 후 이 적응형 결합기를 이용하여 이 샘플링된 디지털 신호를 결합함으로써 디지털 영역으로의 대부분의 신호처리의 시프팅이 있다.
본 발명의 성능, 적응형 결합기에 의한 최적 정합 필터 탭 결합기의 적응형 계산을 평가하기 위하여, 본 발명자는 대표적인 UWB 방식을 사용하여 시뮬레이션을 실행하였다. 이러한 시뮬레이션은 단지 설명 목적을 위해 제공되며, 이 디바이스는 본 예시에서 사용된 파라메타에 단지 제한되지 않음을 이해해야 할 것이다. 이러한 시뮬레이션에서, 변조하는 데이터는 동일 확률의 2진 데이터가 되는 것으로 가정된 다. 펄스 모양은 중심 주파수가 5㎓인 반송파(carrier)로 변조되는 가우시안 펄스(Gaussian pulse)가 되어, 실질적으로 -10db의 약 3㎓를 점유한다. 이 시뮬레이션 환경은 T=10ns(nano second)으로 초당 100메가 펄스에 대하여 설정되고, 정반대의 변조 기술을 이용하여 변조된다. 본 발명에 따른 새로운 수신기 모델은 적응형 결합기에 후속되는 병렬 샘플러(parallel sampler)를 포함한다. 이 새로운 수신기 모델의 응답은 수신된 파형이 공지된 종래 수신기의 이상적인 상관관계와 비교된다. 대조적으로, 이 새로운 수신기는 수신된 파형에 대한 어떠한 지식도 가지고 있지 않다.
도 3은 이상적인 종래 수신기의 타이밍 감도 측면을 예시한 것이다. 더 상세하게는, 도 3은 20ps(305) 및 40ps(310) 타이밍 오프셋을 위한 시뮬레이션된 비트 에러율(BER:Bit Error Rate)의 그래프를 제공한다. 도 3의 그래프에 의해 예시된 바와 같이, 종래 기반 수신기는 이상적인 317에 반대되는 등화기(315)로 둘 다 타이밍 에러가 없는 경우, 우수한 성능 라인(315,317)를 갖는다. 그러나, 20 ps 타이밍 에러가 있는 경우, 라인(305) 대 라인(320) 사이에 차이가 있음을 주목해야 한다. 그러므로, 본 발명에 따른 수신기를 나타내는 라인(320)은 SNR(신호대잡음비)에서 -10db를 초과하는 변화 이후 타이밍 에러(315)가 없는 것 보다 20ps 타이밍 에러에 대하여 약간 많은 변동을 보여준다. -10db 이후 얼마간, 그래프된 라인(315 및 317)은 동일하며, 이는 SNR에서 약 -10db까지 타이밍 에러로 인한 변화가 없음을 의미한다. 종래의 UWB 그래프는 20ps로부터 상당한 거리까지 에러(305) 대 비에러(317)를 변하게 하고, 40ps에서 에러(310)는 BER이 종래 수신기에서 타이밍 에러 그래프(317)로부터 어떻게 상당히 변하게 되는 것을 보여준다. 달리 말하면, 종래 UWB 수신기의 그래프와 달리, 본 발명에 따른 UWB 수신기는 SNR에서 -10db 초과 시프트에 대하여 거의 동일한 BER 응답을 갖는다. 이들 수치는 본 발명이 약 -10db까지 SNR에서 타이밍 에러 또는 변화에 의해 영향을 받지 않음을 의미한다.
도 4는 타이밍 에러의 함수로서 성능 손실 그래프이다. 본 발명은 사실상 타이밍 오프셋에 의해 영향을 받지 않으나, 반면에 종래의 수신기는 이 타이밍 오프셋이 증가 됨에 따라 성능에 있어서, 상당한 손실을 겪게 된다. 본 발명에 따른 수신기에 대한 성능 손실(라인(405)에 의해 표시됨)는 거의 영(zero)에 가깝다는 것은 도 4에 명백히 도시된다. 이러한 거의 무손실-응답은 라인(410)에 의해 표시되는 종래 수신기의 응답과 완전히 대조적이다. 사실, 약 25ps의 타이밍 에러까지, 종래 수신기는 파워에 있어서 3db 손실를 이미 보여주며, 40ps까지 손실은 약 10 db이다.
본 발명에 대한 다양한 변형이 본 발명의 사상 또는 첨부된 청구항의 범위를 벗어나지 않으면서도 당업자에 의해 가능할 수 있다. 예를 들면, 적응형 결합기를 구성이해하기 위해 사용된 구성요소는 대체될 수 있으며, 다중 위상 발생기는 서로 다른 클럭 값을 가질 수 있으며, 병렬 ADC 및 다중 위상 클럭 발생기의 마이크로프로세서 제어는 적응형 결합기로부터의 출력에 단지 기반하거나 또는 등화기의 출력 에 기반할 수 있다. 저잡음 증폭기(LNA:Low Noise Amplifier)(110)가 입력 필터링(105)의 출력에 후속되는 것이 바람직한 반면에, 만일 LNA가 포함되지 않더라도 첨부된 청구항의 범위 및 본 발명의 사상 내에 여전히 있다. 도 1이 마스터 클럭 입 력을 도시하므로, 이 마스터 클럭은 마이크로프로세서로부터 오거나, 또는 특히 다중 클럭 발생기에 마스터 클럭 펄스를 제공하는 일부 다른 구성요소로부터 올 수 있다. 또한, 서브-샘플링이 발생하는 에너지/파워 임계값은 필요에 따라 변경될 수 있다. 또한, UWB가 펄스의 전송이 10 내지 1000 피코 초(일반적으로)의 범위를 가지는 스펙트럼에 거쳐 동작할 수 있으며, 종래 수신기상의 타이밍 에러 효과는 다소 다를 수 있으나, 본 발명은 사실상 약 10db 또는 그 이상까지 타이밍 에러 또는 SNR에서 변화에 의해 영향을 받지 않는 상태에 머문다는 것이 또한 주지된다.
전술한 바와 같이, 본 발명은 UWB(Utra-Wide Band:초 광대역) 통신 시스템 및 네트워크에서의 사용을 위해 설계된 장치 및 프로세스에 관한 것으로서, 특히, UWB 통신에서의 모든 프로세스를 적응형 펄스 검출 방식을 가지는 디지털 영역으로 변경하는 기술에 이용 가능하다.

Claims (20)

  1. 대부분이 디지털인(A Mostly-Digital) 초 광대역(UWB:Ultra-WideBand) 수신기로서,
    아날로그 UWB(Ultra-WideBand) RF 입력 펄스를 필터링하는 UWB 입력 필터(105);
    상기 UWB 필터(105)로부터 출력된 상기 필터링된 UWB RF 아날로그 펄스를 서브-샘플링된 디지털 신호로 변환하는 적어도 하나의 병렬 서브-샘플링 아날로그-디지털 변환기(ADC:Analog-to-Digital Converter)(120);
    상기 병렬 ADC(120)에 의해 상기 서브-샘플링된 디지털 파형 출력을 합산하는 적응형 결합기(125): 및
    상기 서브-샘플링 ADC(120)만이 각 펄스의 예측 에너지의 임계가 존재하는 경우만 상기 필터링된 UWB RF 아날로그 파를 서브-샘플링하고 변환하기 위해 클럭 제어 펄스를 상기 병렬 ADC(120)에 제공하는 다중 위상 클럭 발생기(122)
    를 포함하는 초 광대역 수신기.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 필터(105)의 출력과 상기 서브-샘플링 ADC(120)의 입력 사이에 배열되는 저잡음 증폭기(LNA:Low Noise Amplifier)(110); 및
    상기 LNA(110)의 출력과 상기 서브-샘플링 ADC(120)의 입력 사이에 배열되는 자동 이득 제어기(AGC:Automatic Gain Controller)(115)를 더 포함하는 초 광대역 수신기.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 적응형 결합기(125)에 의해 출력된 상기 합산된 디지털 파형 출력을 수신하고 등화하기 위해 상기 적응형 결합기(125)의 출력에 첨부되는 등화기(130); 및
    각 쌍의 D/A(Digital-to-Analog) 컨버터(137,139)를 통하여 상기 다중 위상 클록(122) 및 상기 서브-샘플링 ADC(120)를 제어하기 위하여, 상기 등화기(130)로부터 출력 부분과 상기 적응형 결합기(125)의 출력 부분을 수신하는 마이크로프로세서 제어기(135)를 더 포함하는 초 광대역 수신기.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 적응형 결합기(125)는 전송된 파형의 모양에 종속하지 않고, 상기 출력 신호대잡음비(SNR:Signal-to-Noise Ratio)를 최대화하도록 선택된 적응형 필터 가중을 갖는 정합 필터를 포함하는 초 광대역 수신기.
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 적응형 결합기(125)의 상기 입력은 다음식에 의해 모델링되며,
    Figure 112006091913227-PCT00005
    여기서, M은 서브-샘플의 갯수이고, t는 서브-샘플링 콕크(cock)의 지연이고, T는 심볼율(펄스율)인 초 광대역 수신기.
  6. 제 5 항에 있어서,
    상기 적응형 결합기를 위한 복수의 가중 계수는 다음식에 의해 제공되고,
    Figure 112006091913227-PCT00006
    따라서, 상기 적응형 결합기의 상기 출력은 다음식에 의해 기술되는,
    Figure 112006091913227-PCT00007
    , 초 광대역(Ultra-WideBand) 수신기.
  7. 제 1 항에 있어서,
    상기 적응형 결합기(125)는 정합된 필터 탭(taps)의 최적을 계산하는 초 광대역 수신기.
  8. 제 6 항에 있어서,
    상기 적응형 결합기는 상수 계수 적응형(CMA:Constant Modulus Adaptive)알고리즘에 따라 정합된 필터 탭의 최적을 계산하는 초 광대역 수신기.
  9. 제 6 항에 있어서,
    상기 적응형 결합기(125)는 최소 제곱 평균(LMS:Least Mean Square)알고리즘에 따라 정합된 필터 탭의 최적을 계산하는 초 광대역 수신기.
  10. 제 9 항에 있어서,
    상기 LMS 알고리즘은 다음식을 포함하며,
    Figure 112006091913227-PCT00008
    여기서, e(nT)= y(nT) - r(nT)는 에러이고, r(nT)는 전송된 시퀀스, u는 적응 스텝 상수(adaption step constant)인 초 광대역 수신기.
  11. 제 10 항에 있어서,
    값(r(nT))는 슬라이서(결정 디바이스) 및 알려진 트레이닝 시퀀스(training sequence)의 출력 중 어느 하나를 포함하는 초 광대역(Ultra-WideBand) 수신기.
  12. 초 광대역 수신기의 서브-샘플링 병렬 ADC(120)로부터의 출력된 서브-샘플링된 디지털 파형을 합산하는 적응형 결합기로서,
    초 광대역 파형의 각 서브-샘플링되어 디지털로 변환된 입력를 수신하기 위해 적응된 적어도 2개의 곱셈기(127);
    상기 적어도 2개의 곱셈기의 출력을 합산하는 곱셈기(128); 및
    마이크로제어기(135) 및 등화기(130) 중 적어도 하나에 입력을 제공하기 위해 적응된 출력
    을 포함하는 적응형 결합기.
  13. 제 12 항에 있어서,
    상기 결합기(125)는 출력 신호대잡음비(siganl-to-noise ratio)를 최대화하기 위해 선택된 적응형 필터 가중을 포함하는 정합필터를 포함하는 적응형 결합기.
  14. 제 13 항에 있어서,
    복수의 탭(taps)이 잡음, 채널 및 타이밍 에러 중 적어도 하나에 민감하지 않은 최적 정합 필터 탭을 포함하기 위해 계산되는 적응형 결합기.
  15. 제 13 항에 있어서,
    상기 필터 탭은 최소 제곱 평균(LMS:Least Mean Square)알고리즘을 사용함으로써 획득되는 적응형 결합기.
  16. 제 15 항에 있어서,
    상기 LMS 알고리즘은 다음식을 포함하며,
    Figure 112006091913227-PCT00009
    여기서, e(nT)= y(nT) - r(nT)는 에러이고, r(nT)는 전송된 시퀀스, u는 적응 스텝 상수(adaption step constant)인 적응형 결합기.
  17. 제 13 항에 있어서,
    상기 필터 탭은 상수 계수 적응(CMA:Constant Modulus Adaptive)알고리즘을 사용함으로써 획득되는 적응형 결합기.
  18. 대부분이 디지털인(A Mostly-Digital) 초 광대역(UWB:Ultra-WideBand) 신호를 제공하는 방법으로서,
    (a) UWB 입력 필터(105)에 의해 아날로그 UWB RF 입력 펄스를 필터링하는 단계;
    (b) 적어도 하나의 병렬 서브-샘플링 아날로그-디지털 변환기(ADC:Analog-to-Digital Converter)(120)에 의해 상기 UWB 필터(105)으로부터 출력된 상기 필터링된 UWB RF 아날로그 펄스 출력을 서브-샘플링된 디지털 신호로 변환하는 단계;
    (c) 적응형 결합기(125)에 의해 상기 적어도 하나의 병렬 서브-샘플링 ADC(120)에 의해 출력된 상기 서브-샘플링된 디지털 파형 출력을 합산하는 단계; 및
    (d) 상기 하나의 병렬 서브-샘플링 ADC(120)만이 각 펄스의 예측 에너지의 임계값이 존재하는 경우만 상기 필터링된 UWB RF 아날로그 파를 서브-샘플링하고 변환하기 위해 다중 위상 클럭 발생기(122)로부터의 클럭 제어 펄스를 상기 병렬 ADC(120)에 제공하는 단계
    를 포함하는 초 광대역 신호를 제공하는 방법.
  19. 제 18 항에 있어서,
    (e) 상기 적응형 결합기(125)의 출력에 첨부되는 등화기(130)에 의해 상기 적응형 결합기(125)에 의해 출력된 상기 합산된 디지털 파형 출력을 수신하고 등화하는 단계; 및
    (f) 각 쌍의 D/A(Digital-to-Analog) 컨버터(137,139)를 통하여 상기 등화기(130)로부터 출력 부분 및 상기 적응형 결합기(125)의 출력 부분을 수신하는 마이크로프로세서 제어기(135)에 의해 상기 서브-샘플링 ADC(120) 및 다중 위상 클록(122)을 제어하는 단계를 더 포함하는 초 광대역 신호를 제공하는 방법.
  20. 제 19 항에 있어서,
    상기 적응형 결합기(125)는 상수 계수 적응형(CMA:Constant Modulus Adaptive)알고리즘 및 최소 제곱 평균(LMS:Least Mean Square)알고리즘 중 어느 하나에 따라 정합된 필터 탭의 최적을 계산하는 초 광대역 신호를 제공하는 방법.
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* Cited by examiner, † Cited by third party
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KR101296299B1 (ko) * 2010-07-01 2013-08-14 브로드콤 코포레이션 공유 아날로그 프론트-엔드를 구비한 복수-프로토콜 통신 수신기

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