CN1740815A - 编码跳频高分辨率测距测速方法及雷达 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种编码跳频高分辨率测距测速方法及雷达，尤其适时用于汽车防撞雷达，警用测速雷达；可代替红外线报警器全天候、全天时对大范围敏感区进行实时安全监控。所述方法通过对伪随机编码跳频波进行脉冲综合处理，由窄带信号获得超宽带信号，其处理过程是雷达在伪随机编码控制下发射由跳频对组成的跳频脉冲，回波信号与参考发射信号基带混频后得到正交采样信号，按照频域由小到大顺序对采样信号排序，排序后的采样信号作IDFT得到对应于目标的一维高分辨率距离像；由跳频对的两个高分辨率距离像中对应同一个目标的峰值位置及峰值位置变化信息得到高分辨率距离、速度信息。经剔除虚假距离速度值后可获得真实目标的高分辨率距离速度值。在多雷达同时工作时有强的抗干扰能力。

Description

编码跳频高分辨率测距测速方法及雷达

技术领域

本发明属于雷达技术领域，涉及雷达及其测距测速方法，具体是一种编码跳频高分辨率测距测速方法及雷达，可以在单个或多个雷达同时工作的场合高分辨率、实时的测量观察区域内的多个目标的距离、速度。

背景技术

为了用雷达高分辨率的同时测量多个物体的距离、速度，目前常用的有以下几种方法

(1)使用三角线性调频连续波(FMCW)方法[雷达原理，西安电子科技大学出版社第三版丁鹭飞耿富录编著]。这种方法需要使用宽带电压控制振荡器(VCO)和高采样率的模数转换器(A/D)。而宽带电压控制振荡器(VCO)保持较高的线性度是很困难的，而且，这种体制雷达在多个雷达环境中，会因为雷达间的相互干扰而无法正常工作；

(2)基于步进频率脉冲合成方法得到距离速度信息[张建辉刘国岁顾红苏为民Anovel transmit signal based on high range-resolution concert for FLAR or AICC systemapplication.[J].2001IEEE.这种方法优点是能以窄带发射机、接收机的处理方式实现宽带信号所能达到的高距离分辨率，但这种方法在抑制其他雷达干扰处理上相对复杂。

(3)基于扩频的方法，即通过参考伪随机码和接收伪随机码相关的方法来得到目标时延，进而得到距离，速度信息[扩展频谱技术通讯及多址技术，西安电子科技大学出版社曾兴雯刘乃安孙献璞]。但是这种方法的距离分辨率与伪随机码码元长度成反比，要得到高距离分辨率，需要很高的码元速率，而高速电路和器件一般比较昂贵。因此，这种方法实现起来复杂且成本较高。

发明内容

本发明的目的为解决现有的高分辨率测距测速雷达存在的问题，提出了一种编码跳频高分辨率测距测速方法及雷达，在多个雷达同时工作环境中具有抗干扰能力强、虚警率低、测量精度高的特点。

实现本发明目的的技术方案是：采用伪随机编码跳频脉冲综合的方法，将由多个窄带脉冲综合得到超宽带信号，获得高分辨率距离像，进而得到高分辨距离、速度信息。其脉冲综合处理过程主要是通过伪随机编码跳频波形设计和对回波信号进行处理来实现的。

所述的伪随机编码跳频波形设计过程，首先是给雷达的发射波赋予一个伪随机编码，使各雷达发射波的伪随机编码互不相同；伪随机编码为非重复编码，每个雷达分配的伪随机编码为2^M-1个随机数，其值在1到2^M-1之间变化，每个数均出现且只出现一次。

其次将发射波设置成跳频对或跳频对与单频连续波的组合，使一个周期跳频波由一个或多个跳频对组成，每个跳频对含有一个正跳频段和一个负跳频段；每个正、负跳频段分别由2^M-1个子脉冲组成，M可以根据分辨率和实时性要求选取5，6，7，8，9，10…中的一个正整数，每个子脉冲的宽度相同，每个子脉冲的频率跳变增量受伪随机码和频率增量因子控制；不同的跳频对其频率增量因子不同；所述跳频对和对应的正、负跳频段的数学表达式为：

跳频对表达形式(I)

x_i(t)＝A_icos(2πf_i·t+θ_i)，i·T_p≤t≤(i+1)·T_p，i＝0，1...N-1(1)

对于正跳频段f_i＝f_c+b(n，i)Δf_k                                        (2)

对于负跳频段f_i＝f_c+(2^M-1)·Δf_k-b(n，i)Δf_k                           (3)

或跳频对表达形式(II)

x_i′(t)＝A_icos(2πf_i·t+θ_i)，i·T_p≤t≤(i+1)·T_p，i＝0，1...N-1(4)

对于正跳频段f_i＝f_c+b(n，i)Δf_k                                        (5)

对于负跳频段f_i＝f_c-b(n，i)Δf_k                                        (6)

式中，N＝2^M-1为每个跳频段的子脉冲数，Tp为子脉冲宽度，A_i为第i个子脉冲的幅度，θ_i为第i个子脉冲的相对相位，i＝0，1，2，…N-1为子脉冲编号，Δf_k为对应不同跳频对的频率增量因子。k＝1，2，3…，b(n，i)是对应第i个子脉冲的伪随机码，其取值范围为1到2^M-1(M可以根据分辨率和实时性要求选取5，6，7，8，9，10…中的一个数)，f_c为载频起始频率；

所述信号处理过程按照如下的步骤进行：

(1)将下交采样信号按照频域由小到大的顺序重新排序，排序规则由赋予本雷达的伪随机编码控制，排序后目标回波正交采样信号相位是线性的，而其他雷达干扰回波或直达波正交采样信号相位是随机的；

(2)对排序后的采样值做逆付里叶变换(IDFT)，得到高分辨率距离像，对应目标位置处有峰值出现；由每个跳频对得到两个高分辨率距离像；

(3)由两个高分辨率距离像中对应同一个目标的峰值位置及峰值位置变化信息按下式，计算出该目标的距离和速度值，

$d=\frac{c(k_0-k_1)}{4\mathrm{N\Δf}}+\frac{c}{4\mathrm{\Δf}}---\left(7\right)$

$v=\frac{c(k_0+k_1)}{4N{f}_c{T}_p}-\frac{c}{4f_c{T}_p}----\left(8\right)$

上式中，d为目标的距离，v为目标的速度，c为光速，k₀、k₁分别是正、负跳频段的高分辨率距离像中对应于目标的峰值位置，Δf为该跳频段的频率增量因子，f_c为载频起始频率，Tp为子脉冲宽度；

(4)用各个雷达所具有的特定的伪随机编码，抑制多个雷达同时工作时的相互干扰；本雷达目标回波的采样信号经过排序后相位是线性的：基于伪随机码不同，其他雷达的干扰波与本雷达的参考信号混频后得到的是相位没有规律的采样信号，经过重新排序后，使其更随机化，更接近白噪声；做IDFT后，本雷达对应目标的回波形成高分辨率距离像，而干扰波处理后没有峰值出现，其结果只是增加了有用信号的噪声电平；通过恒虚警(CFAR)等措施可以有效的抑制干扰。

(5)进行多目标环境中的虚假目标剔除，具体方法是：对于多雷达同时工作场合，设计多个频率增量因子Δf_k，k＝1，2，…不同的跳频对；储存每个跳频对所求得的所有可能的速度值、距离值；在设定的误差范围ΔR′，Δv′内若某个目标在每个跳频对均出现，则为真实目标；否则，作为虚假目标予以剔除；把各跳频对求得的对应同一真实目标的距离、速度分别做平均，作为该被测目标的距离速度值。此算法可直接用于在多目标环境下，多个雷达同时工作时虚假目标的剔除；对于单个雷达工作时的虚假目标的剔除，由于此时不必考虑雷达间的相互干扰，采用比较跳频对和单频连续波的速度值来剔除虚假目标，跳频对用来高分辨率测距、测速，单频连续波用来准确测速，在一定的误差范围内，若某个目标速度测量值在跳频对和单频连续波的测量结果中均出现，则该目标为真实目标；否则，作为虚假目标予以剔除。

基于实现上述方法的雷达，其主要的特殊点在雷达的波形产生单元和信号处理单元。波型产生单元主要由伪随机码产生器、直接数字合成器、低通滤波器和时钟组成；信号处理单元主要由数字信号处理器DSP、可编程逻辑控制器电路FPGA，及电源管理模块等辅助电路组成；

所述波形产生单元主要用于产生伪随机编码和跳频波形，伪随机码产生器可以是可编程逻辑控制器FPGA，或数字信号处理器DSP，或单片机MCU组成。用来产生伪随机编码，控制直接数字合成器DDS的跳频变化规律，使其按照伪随机编码规律跳频；直接数字合成器DDS在伪随机码产生器的控制下输出脉冲宽度、脉冲频率大小符合要求的跳频波形；时钟为伪随机码产生器和直接数字合成器DDS提供时钟信号；低通滤波器滤除直接数字合成器DDS产生的各种杂散谐波。经过滤波的波形送入收发模块进行上变频及功率放大等操作；

所述信号处理单元主要用于处理回波信号，获得目标的高分辨率的距离、速度真实数值，数字信号处理器DSP实现正交采样信号的排序，逆付里叶变换IDFT，距离及速度的计算和虚假目标的剔除；可编程逻辑电路FPGA完成对DSP的启动程序加载和提供正常工作所需的时序；电源管理模块为各个模块提供正确的工作电压和正确的加电顺序。

本发明具有如下有益效果

(1)因为采用跳频体制，所以，可以用较小的瞬时带宽综合成超宽带信号来实现高分辨率距离、速度测量，不需要宽带VCO，对A/D采样速率，系统带宽和系统定时要求均比其他体制雷达的要低，从而降低了雷达的制造和维护成本，以0.25MHz的采样率就可实现0.2444m的距离分辨率；速度分辨Δv＝0.4760m/s；

(2)由于采用了伪随机编码调制及其信号处理方法，可以抑制多雷达同时工作时相互间的干扰，可工作在多个雷达场合而不互相干扰，即使在信干比SIR＝-12dB的情况下也能可靠工作。因此，尤其适时用于汽车防撞雷达，警用测速雷达；还可以代替红外线报警器全天候、全天时的对大范围的敏感区域进行实时的监控，比如军事区、政府机构、科研大楼等；

(3)因为采用了虚假目标剔除算法和抗其他雷达干扰设计，所以，显著降低了虚警率；

(4)由于随机跳频雷达有强的ECCM能力，所以，可以多雷达协同工作，能够抑制其他雷达的主动或被动干扰；

(5)由于采用了独特的伪随机编码，所以不管有无其他雷达的干扰，所需的信号处理步骤是相同的。换句话说，抑制干扰不需额外的软硬件花费。

(6)作为对敏感区域或无人值守的铁道口的监控器，比常规红外报警器抗干扰能力强，因为红外报警器在炎热的夏天外界的热风或太阳直射均可引起误报警；此外，该体制雷达还具有测量距离远、覆盖范围广可多雷达协同工作和能提供观测目标的高分辨率距离速度信息的特点。

(7)作为警用测速雷达的升级产品还可以具有同时测距功能，即可以同时高分辨率的测量多个车辆的速度、距离。

附图说明

图1本发明跳频雷达原理框图

图2波形产生单元组成图

图3信号处理单元组成图

图4汽车防撞雷达的两个跳频对的波形图

图5跳频波形的局部放大图

图6汽车防撞雷达回波信号处理框图

图7A跳频段回波经处理后得到的一维高分辨率距离像

图8有其他雷达强干扰时A跳频段回波信号经处理后所成的一维高分辨率距离像

图9一个跳频对和单频连续波组成的发射波形图

图10二个跳频对和单频连续波组成的发射波形图

图11一个跳频对与单频连续波回波的信号处理框图

图12二个跳频对与单频连续波回波的信号处理框图

图13两个跳频对组成的的第二种跳频波形图

图14在无其他雷达干扰时回波信号经处理后对前方四个目标所成的一维高分辨率距离像

图15有其他雷达干扰时，接收的信号经处理后对前方四个目标所成的一维高分辨率距离像

具体实施方式

参见图1，基于本发明的方法所构成的编码跳频雷达由波形产生单元，信号处理单元，收发单元，天线，混频器，低通滤波器，正交采样电路和显示控制装置等组成。本发明跳频雷达的主要特点在于波形产生单元和信号处理单元。如图2所示，该波形产生单元主要由伪随机码产生器、直接数字合成器、低通滤波器和时钟组成。其中，伪随机码产生器可以是可编程逻辑控制器FPGA，也可以用数字信号处理器DSP或单片机MCU组成，用来产生伪随机编码。所产生的伪随机码控制直接数字合成器DDS的跳频变化，使其按照伪随机编码规律跳频。直接数字合成器DDS在伪随机码产生器的控制下输出脉冲宽度、脉冲频率大小符合要求的编码跳频波形或编码跳频波形与单频连续波形相组合的波形。时钟为伪随机码产生器和直接数字合成器DDS提供时钟信号。低通滤波器滤除直接数字合成器DDS产生的各种杂散谐波；经过低通滤波的波形送入收发模块进行上变频、功率放大后，由天线发射出去。回波信号经收发单元处理后，进入混频器与伪随机码控制的参考发射信号基带混频后，进行低通滤波和正交采样处理，将处理后的回波信号送到信号处理单元进行信号处理。

参见图3，雷达的信号处理单元主要由数字信号处理器，可编程逻辑控制器电路FPGA及电源管理模块等辅助电路组成。其中，数字信号处理器是信号处理单元的核心器件可以由DSP或FPGA/CPLD组成，当回波信号进入信号处理单元后，主要由数字信号处理器进行采样信号的排序、逆付里叶变换IDFT，距离及速度的计算和虚假目标的剔除。FPGA主要完成对DSP的启动程序加载和提供正常工作所需的时序；电源管理模块为各个模块提供正确的工作电压和正确的加电顺序。最后将信号处理单元所测量的真实距离、速度值送至显示控制装置显示。

根据雷达原理，雷达的距离分辨率与发射信号带宽的关系为 $\mathrm{\ΔR}=\frac{C}{2B}$ 。其中，ΔR代表距离分辨率、C代表光速、B代表发射信号带宽，要得到较高的距离分辨率，就要增加发射信号的带宽。根掘雷达原理，通过脉冲综合的方法，也可以由较小带宽Δf的N个子脉冲通过频域采样再做IDFT的方法，在时域得到极窄的脉冲，等效的在频域得到NΔf的带宽(这里N为子脉冲数目)。

本发明测距测速的方法通过采用伪随机编码跳频脉冲综合的方法，将由多个窄带脉冲综合得到超宽带信号，获得高分辨率距离像。伪随机码控制发射脉冲的频率，发射信号为跳频波。一个周期跳频波由二个或多个跳频对，或由一个或多个跳频对与单频连续波的组和组成；每个跳频对由一个正跳频段和一个负跳频段组成；(频率增量因子Δf为正时为正跳频段，Δf为负时为负跳频段)一个跳频段由2^M-1个窄脉冲组成，通过脉冲综合的方法由2^M-1个窄脉冲信号合成一个超宽带信号，从而得到高分辨率距离像，进而得到高分辨率距离速度信息。具体步骤如下：

(1)由正跳频段和负跳频段组成跳频对，依次发射各跳频对信号，

本发明设计的跳频对可用表达式(I)或(II)表示，其对应的正负跳频段的表达式可以用下面两个表达式中的任意一个：

表达形式(I)

x_i(t)＝A_icos(2πf_i·t+θ_i)，i·T_p≤t≤(i+1)·T_p，i＝0，1...N-1(1)

对于正跳频段f_i＝f_c+b(n，i)Δf_k                                          (2)

对于负跳频段f_i＝f_c+(2^M-1)·Δf_k-b(n，i)Δf_k                             (3)

或跳频对表达形式(II)

x_i(t)＝A_icos(2πf_i·t+θ_i)，i·T_p≤t ≤(i+1)·T_p，i＝0，1...N-1(4)

对于正跳频段f_i＝f_c+b(n，i)Δf_k                                          (5)

对于负跳频段f_i＝f_c-b(n，i)Δf_k                                          (6)

其中，N＝2^M-1，为每个跳频段子脉冲数目。Δf_k为对应不同跳频对的频率增量因子。k＝1，2，3…。b(n，i)是对应每个跳频段第i个子脉冲的伪随机码，伪随机编码为非重复编码，每个数均出现且只出现一次，其取值范围为1到2^M-1，M可以根据分辨率和实时性要求选取5，6，7，8，9，10…中的一个正整数，本发明的M值取为10，故2^M-1＝1023。不同的雷达发射波的伪随机码不同。f_c为载频起始频率；同一个跳频对的正、负跳频段其频率增量因子相同，但正跳频段频率增量因子为+Δf_k，负跳频段其频率增量因子为-Δf_k，T_p为子脉冲持续时间，单频连续波段持续时间和每个跳频段持续时间相同。

(2)回波信号与伪随机码控制的参考发射信号基带混频，低通滤波后得到正交采样信号；

(3)按照频域由小到大的顺序对正交采样信号排序，此排序规律由分配给本雷达的伪随机编码决定，若未排序的正交采样信号为e^{-j2π(fc+b(n，i)·Δf)t}，b(n，i)为伪随机编码，排序后变为e^{-j2π(fc+i′·Δf)t}，i′＝1，2，3，…2^M-1。排序后，本雷达目标回波的正交采样信号相位是线性的；由于伪随机码不同，其他雷达的干扰波与本雷达的参考信号混频后得到的是没有规律的采样信号，经过重新排序后，使其更加随机化，更加接近白噪声；

(4)对排序后的采样信号作逆付里叶变换IDFT，得到对应于目标的一维高分辨率距离像；经过排序的目标正交采样信号做IDFT后形成高分辨率距离像，对应目标位置有峰值出现，而干扰没有峰值出现。

(5)由Δf_k相同的相参的正跳频段和负跳频段组成跳频对，分别综合后各自形成一个一维高分辨率距离像，由这两个一维高分辨率距离像对应同一目标的位置及位置变化信息就可以得到目标的高分辨率距离、速度信息；

(6)剔除多目标环境下的由于算法引起的虚假距离、速度值；

(7)将对应真实目标的距离、速度值输出至显示或控制装置；

(8)用各个雷达所具有的特定的伪随机编码，抑制多个雷达同时工作时的相互干扰。

下面用基于本方法的雷达实施例进一步说明本发明。

实施例一，实施本发明方法的汽车防撞雷达

1.波形设计：

作为汽车防撞雷达，在工作时要精确地同时测量周围多个目标(包括前方的汽车和障碍物)的距离、速度，而且要排除其他汽车雷达的干扰以保持极低的虚警率，所以汽车防撞雷达一般是在前方有多个目标和多个雷达运行的环境中工作的。为简明地说明问题，将一个周期的雷达发射波设计成两个跳频对(多个跳频对的方法相同)，分别由A、B，C、D四个跳频段组成，各跳频段发射信号对应于跳频对数学表达式(I)，具体为：

x_A(i)＝A_icos(2π(f_c+b(n，i)Δf₁)t+θ_i)，i＝0，1，2…1022               (9)

x_B(i)＝B_icos(2π(f_c+1023·Δf₁-b(n，i)Δf₁)t+θ_i′)，i＝0，1，2…1022  (10)

u_C(i)＝C_icos(2π(f_c+b(n，i)Δf₂)t+θ_i″)，i＝0，1，2…1022             (11)

u_D(i)＝D_icos(2π(f_c+1023·Δf₂-b(n，i)Δf₂)t+θ_i)，i＝0，1，2…1022  (12)其中：，i·T_p≤t≤(i+1)·T_p，T_p为子脉冲宽度，A_i，B_i，C_i，D_i分别为A、B、C、D段第i个子脉冲幅度，θ_i，θ_i′，θ_i″，θ_i分别为A、B、C、D段第i个子脉冲相对相位，f_c为载频起始频率，b(n，i)为伪随机编码，每个子脉冲b(n，i)变化一次，按照伪随机编码规律在1到1023之间变化。不同的汽车雷达分配不同的伪随机编码。

图4是本实施例跳频发射信号频率随时间变化的波形图。该波形的局部放大图如图5所示。每跳频段各由1023个子脉冲组成，每个子脉冲为常数载频脉冲持续时间为4μs，各子脉冲之间为随机跳频。各段每个子脉冲的频率增量分别为+b(n，i)Δf₁、-b(n，i)Δf₁、+b(n，i)Δf₂、-b(n，i)Δf₂。

从图4和图5的波形可见，本发明所设计的波形与常规线性调频连续波(FMCW)波形和步进跳频波形(SFP)完全不同。

2.波形设计有关参数的选取

跳频雷达的距离分辨率ΔR、速度分辨率Δv分别为：

$\mathrm{\ΔR}=\frac{c}{2\mathrm{N\Δf}}---\left(13\right)$

$\mathrm{\Δv}=\frac{\mathrm{\λ}}{2}\·\mathrm{\Δ}{f}_d---\left(14\right)$

作为汽车防撞雷达，其分辨率一般要达到：

(3)距离分辨率ΔR≤0.5m；

(4)速度分辨率Δv≤1m/s；

可见要想提高距离分辨率，频率增量因子Δf和跳频数N要选的大一些；要提高速度分辨率，就要提高采样时间，即提高N和T_p。而采样时间太长却会影响雷达的实时性。

本实施例中各参数选取如下：T_p＝4μs；f_c＝77000MHz，N＝1023，Δf₁＝0.6MHz，Δf₂＝095MHz，考虑噪声和分辨率的影响，所述的误差设定为：距离偏差ΔR′≤0.5m，速度偏差Δv′≤1m/s。

3.雷达回波信号处理：

如图6所示，雷达回波A为正跳频段，B为负跳频段，A、B跳频段组成一个跳频对；正负跳频段C、D组成另一个跳频对。由于两个跳频对的回波信号处理步骤相同，现以A、B段为例介绍对回波处理的方法。

当A段发射信号发射后，回波信号与受伪随机码控制的参考发射信号经基带混频，并在 $t=(i+\frac{1}{2})T_p$ 处正交采样后得到的幅度归一化复采样值为：

R(i)＝exp[-j2π(f_c+b(n，i)Δf₁)τ(i)]                          (15)

$\mathrm{\τ}\left(i\right)=\frac{2(d+b(n,i)v{T}_p)}{c}---\left(16\right)$

其中，i＝0，1，2，…1022，d为t＝0时刻目标与雷达的距离。v为目标的速度。

由于伪随机码不同，本雷达目标回波采样值是有规律的，其他雷达干扰采样值是随机的。对回波采样值按照频域由小到大的顺序排序后，对这1023个回波作1024点逆付里叶变换(IDFT)，便可以在时域得到高分辨距离像。设由频域采样值IDFT变换得到的时域表达式为

$X\left(k\right)=\underset{l=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}R\left(l\right)\exp \left[\frac{j2\mathrm{\πkl}}{M}\right],k=0~1023---\left(17\right)$

R(1)为重新排序后的回波采样值，M＝1024。

随机跳频信号经过整序后，其信号处理方法与常规步进频率信号处理方法相同。对应于d处的目标其峰值位置出现在

$K_0=\frac{2N(\mathrm{\Λ}{f}_{1}d+f_c{T}_{p}v)}{c}---\left(18\right)$

同样的方法，由B段回波也可以计算出对应于d处的目标其峰值位置出现在：

$K_1=\frac{2N(-\mathrm{\Δ}{f}_{1}d+f_c{T}_{p}v)}{c}+N---\left(19\right)$

(18)、(19)可以很容易的求得：

由 $d=\frac{c(k_0-k_1)}{4\mathrm{N\Δ}{f}_1}+\frac{c}{4\mathrm{\Δ}{f}_1}---\left(20\right)$ $\frac{c(k_0+k_1)}{4N{f}_c{T}_p}-\frac{c}{4f_c{T}_p}---\left(21\right)$

同理，由C、D两段也可以计算出对应该目标的d和v。用此方法在单目标环境下可以比较快速的同时测速测距。然而，实际的工作环境常常是多目标的。以四个目标为例，对应于每一个目标，会出现一个相关峰，四个目标会出现四个相关峰。每个跳频对(A、B或C、D)会计算出16个可能的目标，在求得真正的目标的同时也分别得到12个虚假目标。

4.多目标环境下虚假目标的剔除

由于算法的原因x个目标在检测时会计算出x²个可能目标，也就是说会引入x²-x个假目标(ghost targets)。本设计实例中对虚假目标的剔除算法是：(1)设计二个频率增量因子不同(Δf₁＝0.6MHz Δf₂＝0.95MHz)的跳频对(2)储存每个跳频对所求得的所有的速度、距离值；(3)在设定的误差范围ΔR′、Δv′内(本文中Tp＝4us；fc＝77000Mhz，N＝1023，Δf₁＝0.6MHz Δf₂＝0.95MHz，故ΔR＝0.2444m，。Δv＝0.4760m/s.考虑到噪声和分辨率及有限字长效应的影响，误差ΔR′取为0.5m，Δv′＝1m/s)，若某个目标在两个跳频对均出现则为真实目标，否则，作为虚假目标予以剔除：(4)将每一个真实目标在二个跳频对求得的速度、距离分别平均作为该目标的速度、距离测量值输出至显示或控制装置。

在Tp=4us；fc=77000Mhz，N=i023，Δf₁＝0.6MHz Δf₂＝0.95MHz情况下本雷达的分辨率：

距离分辨率： $\mathrm{\ΔR}=\frac{c}{2\mathrm{N\Δf}}=0.2444m$

速度分辨率： $\mathrm{\Δv}=\frac{\mathrm{\λ}}{2}\·\mathrm{\Δ}{f}_d=\frac{\mathrm{\λ}}{2}\·\frac{f_s}{N}=0.4760m/s$

5.对其他雷达干扰的抑制

在密集的交通环境中，其他汽车雷达的信号可能会进入本车雷达，有时可能干扰比有用的目标回波信号强烈的多。比如即将交汇的临道上对面开来的汽车雷达旁瓣泄漏的信号，这将引起不必要的报警。由于伪随机码调制信号具有下述优点，(1)选择地址能力；(2)信号功率谱密度低，有利于降低对人身的辐射；(3)在多元接入系统能实现码分复用；(4)可以在低信噪比条件下工作；(5)抗干扰能力强。本专利采用伪随机码调制的方法。方法如下：不同的汽车雷达分配不同的伪随机码，并用此伪随机码控制发射信号的频率，回波信号与经伪随机码控制的参考信号基带混频。对混频后的采样信号整序，也就是把混频后的频域采样值按照频域由小到大的顺序重新排列，排列顺序由本车雷达的伪随机码决定，整序后目标信号回波相位是线性的，作IDFT后，对应目标位置处出现峰值；而由于伪随机码不同，干扰信号信号经整序后相位是随机的，做IDFT后其结果类似于白噪声，最终结果只是增加了有用信号的噪声电平，故做IDFT可剔除其影响。配合低副瓣天线、恒虚警电路、低通滤波器等措施便可以将其他雷达的干扰降低到可以忽略的地步。

6 对该汽车雷达多目标检测和抗干扰设计的仿真

(1)目标检测能力的仿真

图7是距离d为[1020100140]m，速度v为[620033]m/s的四个目标在SNR＝0dB情况下，A段波形目标回波经信号处理后形成的一维高分辨距离像，B，C、D段波形目标回波经信号处理后形成的一维高分辨距离像与之类似。把目标在各跳频段所形成的高分辨率距离像中的峰值位置代入公式(20)、(21)，可求得16个距离速度值。

下表是由A、B，C、D二个跳频对各自计算出的16个计算目标的距离、速度值。

表1两个跳频对对前方四个目标的测量结果

计算目标	参数	跳频对一	跳频对二
				T1	R	68.1055	70.6980
V	-107.0219	-180.7275
			T2		R	56.5088	56.0495
V	84.4310	135.5456
				T3	R	11.4649	12.8752
V	3.3170	-2.3780
					R	10.0022	10.0997
V	6.1706	6.1828
				T5	R	76.6504	77.9451
V	90.3759	158.3743
			T6		R	65.0537	63.2967
V	67.7850	113.1925
					R	20.0098	20.1223
V	19.9629	19.9751
			T8		R	18.5450	17.3468
V	22.8165	28.5359
				T9	R	111.4405	114.6433
V	22.6031	45.1819

	R	99.8438	99.9949
				V	0.0122	0.0000
	T11	R	54.7998				56.8205
V				87.7357	133.1676
		T12	R			53.3350	54.0450
V	90.5893			141.7284
					R	140.0049	140.008
V	33.0419	33.0541
				T14	R	128.4082	125.3598
V	55.6328	78.2360
			T15		R	83.3643	82.1854
V	143.3808	211.4036
				T16	R	81.8995	79.4100
V	146.2344	219.9644

按照虚假目标剔除规则，只剩下四个目标符合要求，再分别求每个目标在二个跳频对中的参数平均值作为目标测量值。

距离测量值

$\tilde{R}=\left[\begin{array}{cccc}10.04985& 20.06605& 99.91935& 140.6345\end{array}\right]$

速度测量值

$\tilde{v}=\left[\begin{array}{cccc}6.1767& 19.9690& 0.0061& 33.0480\end{array}\right]$

可见，采用该波形及相应的信号处理算法可以准确的测定观测区域内的所有目标而不会出现虚假目标

(2)抗其他雷达干扰能力的仿真结果

图8是在有其他雷达干扰时的A段回波的仿真结果信噪比SNR＝0dB，信干比SIR＝-12dB)。对照图7和图8，可以清楚地表明该方法对干扰有很强的抑制能力。

实施例二.实施本发明方法的单个雷达工作场合

单个雷达工作时，其发射波形可采用跳频波，也可以采用跳频波与单频连续波组合。因为不用考虑其他雷达干扰，也可以采用一个或多个跳频对与单频连续波波形组合。其跳频对的表达式可采用表达式(I)或(II)。为简明说明问题，仅举一个跳频对和二个跳频对分别与单频连续波进行组合为例，说明单个雷达工作场合测速、测距的方法(多个跳频对与单频连续波组合的方法相同)。其波形图分别如图9，图10所示。对应一个跳频对与单频连续波波型的回波信号处理框图如图11所示；对应二个跳频对与单频连续波波型回波信号处理框图如图12所示。

从图11、图12可以看出，跳频对用来精确测量目标距离、速度。但是，由于跳频对会引入虚假目标，而单频连续波可以准确测定所有目标的速度，又不会引入虚假目标。所以，再把跳频对计算出的目标速度与利用单频连续波计算出的速度相比较，在一定误差范围内，若与利用单频连续波计算出的速度相等便为真实目标。再把真实目标的距离、速度输出至显示或控制装置。当一个跳频对与单频连续波组合时只进行一次虚假目标剔除；当二个跳频对与单频连续波组合情况进行两次虚假目标剔除，后者适合于对虚警率要求极高的场合。

单频连续波测速原理是利用了多普勒效应，即雷达与被测量物体之间有相对运动时，接收到的回波信号频率将发生变化。在运动目标径向速度为常数时产生频率差为f_d＝2V_r/λ，这就是多谱勒频率，它正比于目标相对雷达的运动速度V_r而反比于工作波长λ。当目标接近雷达时f_d为正，反之，f_d为负。进而可由此计算出目标相对于雷达的径向速度和速度分辨率分别为

V_r＝f_d·λ/2                                                            (22)

$\mathrm{\Δv}=\mathrm{\Δ}{f}_c\mathrm{\λ}/2=\frac{f_x\mathrm{\λ}}{2N}---\left(23\right)$

把利用单频连续波回波计算出的目标速度值与跳频对计算出的目标速度值相比较，令v′为利用单频连续波计算出的目标速度值，v″为利用跳频对计算出的目标速度值，Δv′为考虑到噪声及速度分辨率和有限字长效应的影响引入的误差。若v′-Δv′≤v″≤v′+Δv′，则该目标为真实目标；反之，作为虚假目标予以剔除。

实施例三.实施本发明方法的安全监控雷达

1.发射波形设计

本实施例使用跳频对表达形式(II)

各跳频段发射信号的数学表达式为：

x_A(i)＝A_icos(2π(f_c+b(n，i)Δf₁)t+θ_i)，i＝0，1，2...1022    (24)

x_B(i)＝B_icos(2π(f_c-b(n，i)Δf₁)t+θ_i′)，i＝0，1，2...1022  (25)

u_C(i)＝C_icos(2π(f_c+b(n，i)Δf₂)t+θ_i″)，i＝0，1，2...1022  (26)

u_D(i)＝D_icos(2π(f_c-b(n，i)Δf₂)t+θ_i)，i＝0，1，2...1022            (27)

其中：i·T_p≤t≤(i+1)·T_p，T_p为子脉冲宽度，A_i，B_i，C_i，D_i分别为A、B、C、D段第i个子脉冲幅度，θ_i，θ_i′，θ_i″，θ_i分别为A、B、C、D段第i个子脉冲相对相位，f_c为载频起始频率，其对应的波形如图13所示。

在无人值守的铁道口，军事管制区的大面积警戒，重要的政府机构，科研大楼的安全监控等用途中，监控对象主要是人，而人的移动速度一般较低，所以速度分辨率应该高一些。

2.参数选取

因为，人的移动速度较低，所以，为了提高测速精度，可以提高每个子脉冲持续时间Tp，此时参数选取如下：Tp＝6μs；f_c＝77000MHz，N＝1023，Δf₁＝0.66MHz，Δf₂＝0.86MHz，则速度分辨率Δv为0.3173m/s，距离分辨率ΔR为0.2443m，考虑到噪声、分辨率和有限字长效应引起的计算误差，取ΔR′＝0.5m，Δv′＝1m/s。当然，也可以使用载频为24.125GHz或94GHz或其他毫米波段，其设计思想和步骤是相同的。

3.仿真分析

(1)多目标情况下距离、速度的测量

表2是对观测范围内有四个目标距离d＝[10 20 100 140]，速度v＝[0 0.33 0.533]，的仿真结果.

表2两个跳频对对前方四个目标的测量结果

计算目标	参数	跳频对一	跳频对二
				T1	R	63.5875	66.2586
V	-76.5543	-104.6216
			T2		R	54.8207	54.9316
V	-64.0302	-83.5368
				T3	R	14.8704	14.9039
V	-6.9584	-9.0263
					R	9.9876	10.0495
V	0.0171	0.0101
				T5	R	68.6923	71.2834
V	-69.2618	-95.2682

T6	R	59.9254	59.9564
				V	-56.7377	-74.1833
		R	19.9751				19.9287
V				0.3341	0.3271
		T8	R			15.0923	15.0743
V	7.3096			9.3635
			T9		R	108.7536	111.3963
V	-12.0314	-20.5992
					R	99.9867	100.0693
V	0.4927	0.4857
			T11		R	60.0364	60.0416
V	57.5645	74.9961
				T12	R	55.1536	55.1871
V	64.5399	84.0325
					R	140.2699	140.1821
V	32.9919	32.9849
				T14	R	131.5030	128.8552
V	45.5160	54.0698
			T15		R	91.5527	88.8274
V	102.5878	128.5802
				T16	R	86.6699	83.9730
V	109.5633	137.6166

按照虚假目标剔除方法，若同时满足下列两个条件(1)第一个跳频对计算出的距离值R′加减ΔR′后与第二个跳频对计算的的距离值R″相比较满足R′-ΔR′＜R″＜R′+ΔR′；(2)第一个跳频对计算出的速度值v′加减Δv′后与第二个跳频对计算的的速度值v″相比较满足v′-Δv′＜v″＜v′+Δv′，则该距离、速度值对应的目标为真实目标。否则，为虚假目标予以剔除。这样，只有四个目标满足要求，如红颜色所示。把两个跳频对计算出的对应于同一目标的距离、速度值分别求平均作为该目标的距离速度测量值输出至显示或控制装置。

距离测量值

$\tilde{R}=\left[\begin{array}{cccc}10.01885& 19.9519& 100.028& 140.226\end{array}\right]$

速度测量值

$\tilde{v}=\left[\begin{array}{cccc}0.0136& 0.3306& 0.4892& 32.9884\end{array}\right]$

(2)抗其他雷达干扰能力的仿真结果

图14是无其他雷达干扰时安全监控用途设计实例的仿真结果(信噪比SNR＝0dB)

图15有其他雷达干扰时安全监控用途设计实例的仿真结果(信噪比SNR＝0dB，信干比SIR＝-12dB)

将图14和图15比较，四个目标的距离像中对应的峰值位置不变，高度变化不大，说明本发明的编码跳频波形及其信号处理方法能够很好的抑制其他雷达的干扰。

由于普通的红外线报警器只能感知有无入侵的人或动物，不能得到入侵者的距离和速度，方位信息。而且，当外界环境温度的变化，比如太阳的照射，或空调的热风均容易引起误报警；雷达的全天候，全天时，抗干扰，测量距离远等优点及本发明雷达可以多雷达同时工作的特点可以使其成为红外监控的理想替代产品。

当然，随着器件的发展和降低成本的需要，可能会把某些功能集成到一个功能模块上，只要在本发明的技术方案框架下，由此而带来的变化仍在本发明的保护范围。

Claims (9)

1.一种编码跳频高分辨率测距测速方法，其特征在于通过对伪随机编码跳频波进行脉冲综合处理，由窄带信号得到超宽带信号，从而获得高分辨率距离速度信息；其脉冲综合处理过程主要包括伪随机编码跳频波形设计和回波信号处理：

所述的伪随机编码跳频波形设计过程，首先是给雷达的发射波赋予一个伪随机编码，并使各雷达发射波的伪随机编码不同；其次将发射波设置成跳频波或跳频波与单频连续波的组合，使一个周期跳频波由一个或多个跳频对组成，每个跳频对含有一个正跳频段和一个负跳频段；每个正、负跳频段分别由2^M-1个子脉冲组成，每个子脉冲的宽度(Tp)相同，每个子脉冲的频率跳变增量受伪随机码b(n，i)和频率增量因子(Δf)控制；不同的跳频对的频率增量因子(Δf)不同；

所述回波信号的处理按照如下的步骤进行：

(1)将经过正交采样的信号按照频域由小到大的顺序重新排序，排序规则由赋予本雷达的伪随机编码控制；

(2)对排序后的采样值做逆付里叶变换(IDFT)，得到对应于目标的高分辨率距离像，并在对应目标位置处有峰值出现；由每个跳频对得到两个高分辨率距离像；

(3)由两个高分辨率距离像中对应同一个目标的峰值位置及峰值位置变化信息，按下式计算出该目标的高分辨率距离和速度值，

上式中，d为目标的距离，v为目标的速度，k₀、k₁分别是正、负跳频段的高分辨率距离像中对应该目标的峰值位置；Δf为该跳频对的频率增量因子，f_c为载频起始频率，N为每个跳频段的子脉冲数；

(4)进行多目标环境中测距测速时虚假距离速度值剔除；

(5)用各个雷达所具有的特定的伪随机编码，抑制多个雷达同时工作时的相互干扰。

2.根据权利要求1所述的编码跳频高分辨率测距测速方法，其特征在于所述跳频对可用如下两种数学式表达，每个跳频对的正、负跳频段的数学式也对应如下：

跳频对表达形式(I)

x_i(t)＝A_i cos(2πf_i·t+θ_i)，i·T_p≤t≤(i+1)·T_p，i＝0，1...N-1    (3)

对于正跳频段f_i＝f_c+b(n，i)Δf_k                                     (4)

对于负跳频段f_i＝f_c+(2^M-1)·Δf_k-b(n，i)Δf_k                        (5)

跳频对表达形式(II)

x_i′(t)＝A_i cos(2πf_i·t+θ_i)，i·T_p≤t≤(i+1)·T_p，i＝0，1...N-1  (6)

对于正跳频段f_i＝f_c+b(n，i)Δf_k                                     (7)

对于负跳频段f_i＝f_c-b(n，i)Δf_k                                     (8)

其中，A_i为第i个子脉冲的幅度，θ_i为第i个子脉冲的相对相位，N＝2^M-1，为每个正(负)跳频段子脉冲数目，式中，Δf_k为对应不同跳频对的频率增量因子。K＝1，2，3...，b(n，i)是对应第i个子脉冲的伪随机码，其取值范围为1到2^M-1，f_c为载频起始频率。

3.根据权利要求1所述的编码跳频高分辨率测距测速方法，其特征在于跳频波发射波形可用于单个雷达或多个雷达工作场合；跳频波与单频连续波的组合的发射波形，仅用于单个雷达工作场合。

4.根据权利要求1所述的编码跳频高分辨率测距测速方法，其特征在于伪随机编码为非重复编码，每个雷达分配的伪随机编码为2^M-1个随机数，其值在1到2^M-1之间变化，每个数均出现且只出现一次；伪随机码随每个跳频段的2^M-1个子脉冲变化，即每个子脉冲伪随机码变化一次。

5.根据权利要求1所述的编码跳频高分辨率测距测速方法，其特征在于用伪随机码抑制多个雷达同时工作的干扰，本雷达目标回波的正交采样信号经过排序后相位是线性的；而伪随机码不同的其他雷达的干扰波与本雷达的参考信号混频后得到的是没有规律的采样信号，经过排序后，使其更随机化，更接近白噪声；做(IDFT)后，本雷达对应目标的回波形成高分辨率距离像，而干扰波处理后没有峰值出现。

6.根据权利要求1所述的编码跳频高分辨测距测速方法，其特征在于所述多目标环境中测距测速虚假目标剔除步骤如下：

(I)设计多个频率增量因子不同的跳频对；

(II)储存每个跳频对所求得的的距离、速度值；

(III)在设定的误差范围内，若某个目标的距离、速度计算值在每个跳频对均出现，则为真实目标；否则，作为虚假计算值予以剔除；

(IV)计算每个跳频对求得的对应同一真实目标的距离、速度的平均值，作为该目标的距离、速度值。

7.根据权利要求1、6所述的编码跳频高分辨率测距测速方法，其特征在于在多个雷达同时工作的虚假距离速度值剔除，通过比较多个跳频对计算的距离、速度值来完成，在设定的误差范围内，若某个目标测量值在每一个跳频对的测量结果中均出现，则对应该距离速度目标为真实目标；否则，作为虚假目标予以剔除。

8.根据权利要求1、6所述的编码跳频高分辨率测距测速方法，其特征在于在单个雷达工作时的虚假目标剔除，采用比较跳频对和单频连续波的速度值来实现，跳频对用来高分辨率测距测速，单频连续波用来准确测速，在设定的误差范围内，若某个目标速度测量值在跳频对和单频连续波的测量结果中均出现，则该目标为真实目标；否则，作为虚假目标予以剔除。

9.一种实现权利要求1所述方法雷达，主要包括波形产生单元，收发天线，收发单元，低通滤波器，混频器，正交采样电路和信号处理单元；其特征在于波形产生单元主要由伪随机码产生器、直接数字合成器、低通滤波器和时钟组成；信号处理单元主要由数字信号处理器(DSP/FPGA)、可编程逻辑控制器电路(FPGA)，组成；

所述波形产生单元主要用于产生伪随机编码和跳频波形，伪随机码产生器可以是可编程逻辑控制器(FPGA)，用来产生伪随机编码，控制直接数字合成器(DDS)的跳频变化规律；直接数字合成器(DDS)在伪随机码产生器的控制下输出跳频波形；时钟为伪随机码产生器和直接数字合成器(DDS)提供时钟信号；低通滤波器滤除直接数字合成器(DDS)产生的各种杂散谐波，经过滤波的波形送入收发模块进行上变频及发射操作；

所述信号处理单元主要用于处理回波信号，获得目标的高分辨率距离、速度值，数字信号处理器(DSP/FPGA)实现正交采样信号的排序，逆付里叶变换(IDFT)，距离及速度的计算和虚假距离速度值的剔除；可编程逻辑电路(FPGA)完成对(DSP)的启动程序加载和提供正常工作所需的时序；

所述混频器把经过放大的接收信号与伪随机码控制的参考发射信号混频，输出有规律的目标回波基带信号。

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