CN1734988B - 用于自适应光均衡及联合光电均衡器的装置和方法 - Google Patents

Abstract

自适应光并行均衡器结构是基于实现光FIR滤波器的可控光FIR滤波器设备的，滤波器包括多个系数抽头以独立控制每个光FIR滤波器系数。使用自适应光电LMS处理来产生用于控制均衡器的多个并行抽头系数的电误差信号。电误差信号被用作优化准则。使用光矢量调制器来实现可控光并行FIR滤波器。通过将所提供的输入光信号分成多个并行类似光信号，调节多个光信号的每个的相位和/或幅度，并延迟所得到的信号，从而实现光矢量调制器。所“延迟的”信号被合并以产生光信号，该光信号包括将发送给输出的矢量调制的输入光信号。在一实施例中，调节多个并行光信号的每个的相位和幅度，并使用光电LMS处理，响应光RIR滤波器光输出信号来产生实现所述调节的误差控制信号。

Description

用于自适应光均衡及联合光电均衡器的装置和方法

技术领域

本发明涉及光传输系统，并且，更具体来说，涉及光均衡。 

背景技术

符号间干扰(ISI)是在高速光纤通信系统中通常面临的问题。所述ISI问题可以导致误码，并且因此降低系统的性能和可靠性。典型地，其是由两种主要的损伤源所引起的：色散(有时被称为群速度散射或GVD)和偏振模散射(polarization mode dispersion)(PMD)。光传输损伤的另一种源是光噪声。 

在光纤链路中，采用多个光放大器以加强光信号。此时，所述放大器增加固有的放大自发发射(ASE)噪声(通常被称为光噪声)。 

由于在光纤中固定的频率相关的传播，脉冲的不同光谱分量以稍微不同的速度进行传播，从而导致脉冲在光域中展宽。通常使用两种参数来表征光纤的一阶和二阶色散(GVD)：以ps/km/nm为单位的散射参数，和以ps/km/nm²为单位的散射斜率参数。任何阶的GVD在光域中都是线性的，但是，在接收机中的平方率光检测之后就变成非线性的了。通常，色散是固定的，并且可以通过包括负散射光纤或其它无源器件的散射补偿模块(DCM)而有效地被补偿。然而，DCM通常是昂贵的，并且可能在光链路中增加不希望的延迟，延迟引起光网络服务质量(QoS)的下降。即使在光链路中采用DCM之后，也还可能有残留的色散，并且所述残留的色散要通过均衡器来补偿。因此，为了评价自适应均衡器的性能，一阶色散以ps/nm被说明，而不需要明确地说明光纤类型和传输距离。 

偏振模散射(PMD)是通过由于光纤的双折射的两个正交偏振模式的不同传播速度所引起的。光纤的双折射是由于光纤芯的不圆，并 且还可以由压力、弯曲、振动等所引起。因此，PMD实际上是动态的，并且随着时间缓慢地漂移。PMD可以被模拟为沿着在相邻段之间通过模式耦合的随机连接(concatenated)的双折射光纤段的色散。差分群延迟(DGD)是用于表征引入PMD的脉冲展宽的参数，并且可以服从麦克斯韦(Maxwellian)分布。作为所述可变性的结果，光纤的PMD通常由以ps/sqrt(km)为单位的平均DGD参数所表征。另外，PMD是频率相关的。一阶PMD是所述频率相关的PMD中的与频率无关的分量。二阶(或高阶)PMD是频率相关的，并且在脉冲展宽方面具有类似于色散的效果。 

为了评价均衡器的性能，瞬时DGD被用于描述在快的和慢的正交偏振模式(特别地，光纤的主要偏振状态(PSP))之间的延迟。在最坏的情况下，输入功率在所述两个正交偏振模式之间被等分，即，功率分割比率＝0.5。相对于以ps为单位的一阶瞬时DGD(与频率无关的散射分量)的性能主要是评价散射补偿器的效果的。由于这两种偏振模式是彼此正交的，因此，在光检测器的光电流I(t)与每个偏振方向的光功率的总量成比例。因此，一阶PMD在光检测器的输出产生线性ISI。 

光均衡器用于试图补偿所述损伤。这些均衡器的最普通的形式是级联结构，其在滤波器参数的控制上趋向于具有较小的灵活性。 

在控制这些光均衡器的过程中，经常使用非自适应的均衡方法，但是，这些方法证明是不够的。在技术中所需要的是更好的方法来补偿色散和/或偏振模散射。 

发明内容

在各种实施例中，在本申请人的独特发明中，通过采用可控光FIR滤波器设备来实现光FIR(有限冲激响应)滤波器，从而克服了现在已知的光均衡装置的所述以及其它问题和限制。 

在一个方面，本发明提供了一种用在自适应光均衡器中的装置。 在一个实施例中，所述装置包括：(1)可控光FIR滤波器，其具有输入端和输出端，以及被耦合以接收输入光信号并且被配置成通过所接收的光信号的相位调制和/或幅度调制来产生输出光信号，所述可控光FIR滤波器包括相应的多个光通路中的多个类似的光信号，所述并行的光通路中的每个都包括光电控制器，用于响应电控制信号来实现在所述光通路中传输的光信号的相位调制和/或幅度调制，以及(2)控制信号产生器，用于响应来自于所述可控光FIR滤波器的输出的光输出信号，根据预定的准则来产生所述电控制信号。 

在另一个方面，本发明提供一种用在包括可控光FIR滤波器的自适应光均衡器中的方法。在一个实施例中，所述方法包括：(1)自适应地控制所述可控光FIR滤波器，以调制所提供的光信号，从而产生均衡的光输出信号，(2)根据预定的第一准则，将所均衡的光输出信号转变为电信号形式(version)，(3)使用所述电信号形式，以根据第二预定准则产生幅度和/或相位控制信号，(4)反馈所述控制信号，以自适应地控制所述可控光FIR滤波器，以及(5)使用每个控制信号来调整在所述可控光FIR滤波器的并行波导阵列的相应光波导上传播的相应光信号的幅度和/或相位。 

在另一个方面，本发明提供一种用于联合(joint)光电均衡的装置。在一个实施例中，所述装置包括：(1)光均衡器，其具有电控制输入端、光输入端、光输出端、以及由多个均衡系数的值所调节的状态，所述控制输入被配置成以响应被施加到所述控制输入端的电信号的方式来设置所述系数的值，(2)光强度检测器，其被配置成响应所述光输出端发射光来产生模拟电输出信号，所述模拟电信号表示所发射的光的强度，以及(3)电均衡器，其被配置成接收所述模拟电输出信号，以及产生具有对所接收的模拟电信号作出响应的值的数字电信号流，所述光和电均衡器的控制输入端被连接以接收表示所述数字电信号中的误差的电信号。 

在另一个方面，本发明提供一种联合光电均衡的方法。在一个方面，所述方法包括：(1)借助于通过光均衡器传递输入光信号，从而 产生光信号的输出流，(2)产生具有表示所述光信号输出流的强度的值的电信号，(3)通过电均衡器传递所述电信号，以产生数字电信号的输出流，以及(4)通过将具有表示所述数字电信号流中的误差的值的信号流施加到所述光和电均衡器上，从而设置所述光和电均衡器的均衡系数。 

附图说明

图1以简化框图的形式示出了本发明的一个实施例； 

图2以简化框图的形式示出了可以用在本发明的发明实施中的可控光FIR滤波器的细节； 

图3以简化框图的形式示出了本发明的另一个实施例的细节； 

图4以简化框图的形式示出了本发明的另一个实施例的细节； 

图5以简化框图的形式示出了本发明的另一个实施例的细节； 

图6以流程图的形式示出了体现根据本发明的原理所执行的技术的方法。 

具体实施方式

图1以简化框图的形式示出了本发明的一个实施例。具体来说，示出了光输入端，来自于光信道的光输入信号被提供给所述光输入端。将被处理的示例光载波信号具有约2.3×10¹⁴赫兹至约1.8×10¹⁴赫兹的光频率，即，约1.3微米至约1.7微米的波长。在一个例子中，通过输入端101将具有约1.55微米，即，1.93×10¹⁴赫兹的光载波信号提供给可控光FIR滤波器102。还通过电路通路112提供控制信号给可控光FIR滤波器102，所述信号被用于对从输入端101所提供的光信号进行相位和/或幅度调制，即，矢量调制，从而在输出端103产生期望的光信号。在时刻K的控制信号响应电控制信号e(k)。所述可控光FIR滤波器102例如实际上可以是可控FIR滤波器或者均衡器。光FIR滤波器的一个实施例是图2所示的可控光矢量调制器并且在下面被描述，所述滤波器有益地可以作为图1的本发明的实施例中的可控FIR滤波 器102而被采用。如上所述，在实施本发明的过程中，还可以等同地采用其它用于光FIR滤波器102的实施例。一种这样的实施例是可控光波导光栅(grating)阵列。 

对于通过输入端101而被提供给可控光FIR滤波器102的接收光信号E(t)，在输出端103来自于可控光FIR 102的输出光信号E_o(t)为： 

$E_o\left(t\right)=\underset{i=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\α}}_i{e}^{j{\mathrm{\θ}}_i}E(t-{\mathrm{\τ}}_i)=\underset{i=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{c}_{i}E(t-{\mathrm{\τ}}_i),---\left(1\right)$

其中，n是用于光均衡器的抽头数目，α_i是幅度参数，θ_i和  $c_i={\mathrm{\α}}_i{e}^{j{\mathrm{\θ}}_i}$ 是第i个滤波器的系数。在一个实施例中，对于1/f_s的抽头延迟，τ_i＝(i-1)/f_s，对于i＝1，…，n。来自于可控光FIR滤波器102的光输出信号E_o(t)被传送给光接收机，并且在那传送给光电二极管104。如已知的那样，光电二极管104是平方律(square-law)检测器，并且响应E_o(t)的检测而产生电流|q(k)|²，其中q(k)＝E_o(k/f_s)。互阻抗(transimpedance)放大器105通过已知的方式将来自于光电二极管104的电流转变为电压信号。来自于跨阻抗放大器105的电压信号被提供给限幅器单元106，并且被提供给代数加法器的负输入端，即，减法器108的负输入端。自动门限控制信号也被提供给限幅器106。所述门限控制例如通过限制来自于跨阻抗放大器105的电压信号的幅度的方式而实现来自于限幅器106的期望输出电平。来自于限幅器106的输出是期望的补偿接收数据信号

并且作为来自于接收机的输出被提供给代数加法器108的正输入端。来自于减法器108的误差信号输出被提供给单元109，其中，根据光电最小均方(OE-LMS)处理产生了电控制信号幅度和相位

值。所述幅度

值和相位

值通过电路通路110而被提供，以调整可控光FIR滤波器102中的抽头系数。注意，尽管图中示出了单个的电反馈通路110，但是，应当知道，所包括的电路通路数目与可控光FIR滤波器的FIR滤波器实施例102中的可控抽头的数目相等。在该例子中，可以有N个这种电路通路。再有，在本发明的实施例中，

 和的值是根据单一OE-LMS处理而被产生的。还应当注意，当仅所接收光信号的幅度被调制时，只有幅度调整值

从

单元109被提供给可控光FIR滤波器102。类似地，当仅所接收光信号的相位被调制时，只有相位调整值

从单元109被提供给可控光FIR滤波器102。最后，当所接收光信号的幅度和相位都被调制时，幅度调整值

和相位调整值都从单元109被提供给可控光FIR滤波器102。 

在上面的实施例中没有示出典型的时钟数据恢复电路(CDR)。 

就在CDR之前，未经补偿的检测信号可能包括一定量的由沿着光通路的光损伤所引起的ISI，所述损伤例如GVD和PMD。为了在恢复所述比特流之前去除电信号中出现的ISI，根据本发明，采用系数更新处理来控制可控光FIR滤波器102。然而，本处理以类似用于纯电均衡的最小均方(LMS)算法在光域中进行操作，使得所补偿的信号

和在均方意义上的期望信号之间的电误差e(k)最小。因此，本发明中的ISI消除处理利用单一OE-LMS处理。 

图2以简单框图的形式示出了光矢量调制器的细节，所述调制器可以被用作在本发明的实施例里图1中所采用的可控光FIR滤波器102。所述光矢量调制器102是基于对多个光抽头延迟线进行求和的。操作的原理如下：将被相移和/或幅度调制的输入光信号E(t)是调制的光载波。输入光信号E(t)通过输入端101而被提供给光矢量调制器102，其中，所述信号通过输入多态接口(MMI)耦合器201而被分成多个类似的分支。输入MMI 201实际上是功率分配器。所述多个分支中的每个被配备有幅度和/或相位调制器202-1至202-N，以调整输入光载波E(t)的幅度和/或相位。在该例子中，不应被解释为对本发明的限制，在所述光矢量调制器102的每个分支中调整所述幅度和相位。所述幅度和相位调制器202-1至202-N的每个后面分别都有一个光延迟线，即，延迟单元203-1至203-N。包括相位调制器202-1至202-N的调制器分支里的每个中的延迟T₁至T_n分别由延迟单元203-1至203-N所产生。延迟单元203-1至203-N中的延迟线里的每个分别将来自于幅度和/或相位调制器201-1至201-N的光信号的副载波的相位改变固定的量。例如，单元203-1中的延迟线提供τ的延迟，延迟单元 203-2提供2τ的延迟，而延迟单元203-N提供Nτ的延迟。典型地，需要1/(N×载波频率)的延迟τ。在一个实施例中，延迟单元203-1提供零(0)延迟间隔，延迟单元203-2提供τ的延迟等等，直到延迟单元203-N提供τ(N-1)的延迟。因此，如果载波频率是40GHz，则延迟范围应当是0，…，25皮秒(ps)。对于40Gbps的情况，延迟τ可以等于一个(1)比特的周期，即T＝25ps。因此，延迟范围是0，…，τ(N-1)。或者，延迟τ可以是一比特周期的一部分，例如对于40Gbps为T/2＝12.5ps。因此，对于τ＝T/2＝12.5ps的所述例子，延迟范围是0，…，(N-1)*12.5ps。例如是功率组合器的另一个MMI204耦合器组合所有来自于全部分支的幅度和相位被调整并被延迟的光信号，以在输出106产生所调制的输出光信号，根据来自于所有从属(tributary)分支的求和的光相位，所述信号建设性地或者破坏性地进行干涉。因此，通过具有不同载波相位的干涉信号，所述求和的信号的载波的相位和幅度可以被设置为任意选择的状态，这些干涉的光载波将在远程光检测器处，即，图1和图3的光电二极管处，产生具有预定幅度和相位的微波相量(phasor)。 

所述光矢量调制器102中的每个的电可控幅度和相位调制器202例如由具有线性电光效应的材料系统所制成，例如InP、GaAs或者LiNbO₃。光波导的有效折射率与通过控制电路通路110垂直于所述波导所施加的电场成比例地进行改变。高频分布式电波导被设计，以便与具有匹配传播速度的光波一起传播，从而通过高调制带宽来分送本地控制电场。不同的分支将会延迟所述光信号不同的时间长度。这在单元203中的所述延迟线的输出处导致不同的副载波相位。在组合器204中，通过由于所述信号所经历的不同时延所引起的不同载波相位，来自于各个分支的所述不同的输出信号相干地进行干涉。在所述MMI耦合器，即，功率组合器204之后的信号的载波是相干干涉的信号的所有载波之和。 

图3以简化的形式示出了本发明的另一个实施例。除了图3中的实施例具体采用图2所示的光矢量调制器用于图1的可控光FIR滤波 器102之外，图3中所描述的本发明的实施例类似于图1中所述的实施例。其还采用干涉器(interferometer)113(图3)用于产生OE-LMS处理中所使用的信号。因此，与图1中类似的单元被类似地标记，并且将不会再进行详细描述。 

在图3的实施例中，光干涉器113通过光通路111被提供有通过输入101而被提供给光矢量调制器102的光信号，以及通过光通路112被提供有光矢量调制器102的输出103处的输出光信号。如已知的那样，光干涉器113响应所提供的光信号产生光输出信号，所述光输出信号表示所提供的光信号的和与差。所述和与差信号被提供给光电二极管114和115。光电二极管114和115产生电信号，所述电信号被提供给差分放大器116，所述放大器产生光矢量调制器102的相关信号，即，光FIR滤波器输入信号和输出q^*(k)r(k+i)信号，如下面关于公式(5)所描述的那样，所述信号被提供给

单元109。“*”表示复共轭。 

对于单偏振的输入光信号E(t)以等于或者是比特速率f_b的倍数的采样速率f_s＝1/T_s而被采样的情况，描述了本发明的所述实施例的操作。当f_s＝f_b时，可控光矢量调制器102(其是具有多个并行臂(leg)的FIR滤波器)是同步的(SYN)。另一方面，当f_s是比特速率f_b的倍数时，可控光矢量调制器102被称为是微小空间化的(fractionallyspaced)(FS)。将所采样的数据矢量表示为  $\stackrel{\→}{r}\left(k\right)={[r(k+L)...r(k-L)]}^T,$ 其中r(k)＝E(kT_s)，以及上标T表示转置函数。所述可控光矢量调制器102是FIR滤波器，其中长度N＝2L+1的系数矢量被表示为  $\stackrel{\→}{c}\left(k\right)={[c_{-L}\left(k\right),...,c_i\left(k\right),...,c_L\left(k\right)]}^T,$ 其中，出于“简单”数学处理的原因，系数索引被重新安排为i＝-L，…，L，以便使所述FIR滤波器的中央抽头位于中心。应当注意，通常是复数。FIR滤波器的输出于是为  $q\left(k\right)\stackrel{\→}{=}{\stackrel{\→}{c}}^H\left(k\right){\stackrel{\→}{r}}^H\left(k\right)={\mathrm{\Σ}}_{i=-L}^L{c}_i^{*}\left(k\right)r(k-i).$ 这里，上标H意味着赫米特共轭转置(Hermitian conjugate transpose)，而上标T意味着转置。于是，光电二极管104(图1，图3)将来自于可控光矢量调制器102的光输出信号q(k)转变为电信号，即，  ${\left|q\left(k\right)\right|}^2=q\left(k\right)q^{*}\left(k\right)={\stackrel{\→}{c}}^H\left(k\right)R\left(k\right)\stackrel{\→}{c}\left(k\right),$ 其中  $R\left(k\right)=\stackrel{\→}{r}\left(k\right){\stackrel{\→}{r}}^H\left(k\right).$ 可以看出，R(k)是赫米特矩阵，因此可以通过酉(unitary)矩阵而被对角化。 

误差信号e(k)就来自于TIA 105的输出|q(k)|²和来自于限幅器106的输出

而被产生，所述输出分别被提供给代数加法器的负和正的输入端，即，减法器108(图1，图3)的负和正的输入端，即，  $e\left(k\right)=\hat{d}\left(k\right)-{\left|q\left(k\right)\right|}^2.$ 应当注意，是在本发明的正常操作期间产生的，并且是期望的输出。还应当注意，可以采用训练序列来训练图1的反馈控制的光FIR滤波器102以及图3的光矢量调制器102或者实现期望FIR滤波功能的任何其它安排。 

OE-LMS处理趋向于确定性地使得这里作为J(k)＝|e(k)|²所定义的代价函数(cost function)最小化。因此，在负斜率方向采取步骤用于使所述代价函数最小化，所述OE-LMS处理递归地将优选的

确定为： 

$\stackrel{\→}{c}(k+1)=\stackrel{\→}{c}\left(k\right)-\frac{\mathrm{\β}}{4}\▿c\left\{\right|e\left(k\right)\left|\right\}---\left(2\right)$

其中，β是预设的步长，

c{[e(k)]²}是代价函数的斜率。在所述例子中， 

$\▿c\left\{{\left[e\left(k\right)\right]}^2\right\}=2e\left(k\right)\▿c\left\{e\left(k\right)\right\}=-2e\left(k\right)\▿c\left\{{\stackrel{\→}{c}}^H\left(k\right)R\left(k\right)\stackrel{\→}{c}\left(k\right)\right\}.$ 由于可以看出，  $\▿c\left\{{\stackrel{\→}{c}}^H\left(k\right)R\left(k\right)\stackrel{\→}{c}\left(k\right)\right\}=2R\left(k\right)\stackrel{\→}{c}\left(k\right),$ 因此，OE-LMS处理以下面的方式来更新FIR系数： 

$\stackrel{\→}{c}(k+1)=\stackrel{\→}{c}\left(k\right)+\mathrm{\βe}\left(k\right)R\left(k\right)\stackrel{\→}{c}\left(k\right)---\left(3\right)$

$=\stackrel{\→}{c}\left(k\right)+\mathrm{\βe}\left(k\right)q^{*}\left(k\right)\stackrel{\→}{r}\left(k\right)---\left(4\right)$

因此，第i个FIR滤波器系数被更新如下： 

c_i(k+1)＝c_i(k)+βe(k)q^*(k)r(k+i)  (5) 

另外的乘积项q^*(k)直接由通过光电二极管104的平方律检测所得出，所述光电二极管将从可控光FIR滤波器(光矢量调制器)102所输出的光信号转变为电信号。换句话说，在未均衡的和已均衡的信号之间的内积q^*(k)r(k-i)被用于调整可控光矢量调制器102的系数。可选地，由于所述FIR滤波器系数

是已知的，因此，在公式(3)中，用于光均衡所需的唯一信息是光输入相关矩阵R。为了获得q(k)和 r(k-i)的相关信号而采用干涉器113(图3)。为此，到可控光FIR滤波器102(光矢量调制器(图3))的光输入信号E(t)和来自于可控光FIR滤波器102的光输出信号E_o(t)分别被提供给光干涉器113的第一和第二输入端。通过已知的方式，光干涉器113在其输出端产生光信号，所述光信号表示从光矢量调制器102所提供的光信号的和与差。所述光和与差信号分别被提供给光电二极管114和115。为光电二极管的光电检测器114和115将来自于光干涉器113的光输出转变为电信号。这些电信号被提供给差分放大器116，所述差分放大器产生差分信号，所述差分信号被提供给

用于为光矢量调制器102的每个臂，即，抽头，而产生所述幅度和相位控制信号

上述讨论假定偏振的输入光信号E(t)，并且因此导致单偏振的OE-LMS处理，所述处理可以有效地减轻GVD所引起的ISI。然而，对于一阶PMD的情况，包括两个正交的偏振，即，分别表示垂直和水平偏振的E_V(t)和E_H(t)。考虑所述垂直和水平偏振，假设图3的可控光FIR滤波器，即，光矢量调制器102不受偏振的影响，即，  ${\stackrel{\→}{c}}_V={\stackrel{\→}{c}}_H=\stackrel{\→}{c},$ 则来自于光电二极管104的电输出是|q(k)|²＝|q_V(k)|²+|q_H(k)|²，其中  $q_V\left(k\right)={\stackrel{\→}{c}}^H\left(k\right){\stackrel{\→}{r}}_V\left(k\right)$ 且  $q_H\left(k\right)={\stackrel{\→}{c}}^H\left(k\right){\stackrel{\→}{r}}_H\left(k\right).$ 因此，  $q\left(k\right)={\stackrel{\→}{c}}^H\left(k\right)[R_V\left(k\right)+R_H\left(k\right)]\stackrel{\→}{c}\left(k\right)$ 以及，  $\▿c\left\{{\left[e\left(k\right)\right]}^2\right\}=2e\left(k\right)\▿c\left\{e\left(k\right)\right\}=-4e\left(k\right)[R_V\left(k\right)+R_H\left(k\right)]\stackrel{\→}{c}\left(k\right).$ 因此，所述OE-LMS处理抽头权重日期(weight-date)过程变成： 

$\stackrel{\→}{c}(k+1)=\stackrel{\→}{c}\left(k\right)+\mathrm{\βe}\left(k\right)[R_V\left(k\right)+R_H\left(k\right)]\stackrel{\→}{c}\left(k\right)---\left(6\right)$

$=\stackrel{\→}{c}\left(k\right)+\mathrm{\βe}\left(k\right)[q_V^{*}\left(k\right){\stackrel{\→}{r}}_V\left(k\right)+q_H^{*}\left(k\right){\stackrel{\→}{r}}_H\left(k\right)]---\left(7\right)$

以标量形式，第i个FIR滤波器抽头系数被更新如下： 

$c_i(k+1)=c_i\left(k\right)+\mathrm{\βe}\left(k\right)[q_V^{*}\left(k\right)r_V(k-i)+q_H^{*}\left(k\right)r_H(k-i)]---\left(8\right)$

如果我们指定 

$\stackrel{\→}{q}\left(k\right)={[q_V\left(k\right),q_H\left(k\right)]}^T,\stackrel{\→}{u}(k-i)={[r_V(k-i),r_H(k-i)]}^T,$

则 

$c_i(k+1)=c_i\left(k\right)+\mathrm{\βe}\left(k\right){\stackrel{\→}{q}}^H\left(k\right)\stackrel{\→}{u}(k-i)---\left(9\right)$

这里 

${\stackrel{\→}{q}}^H\left(k\right)\stackrel{\→}{u}(k-i)=\left|\right|\stackrel{\→}{q}\left(k\right)\left|\right|\left|\right|\stackrel{\→}{u}(k-i)\left|\right|\cos \left({\mathrm{\θ}}_{q,u}\right),$

其中

是

的欧几里德范数，而θ_q，u是

和

之间的角度。在公式(5)和(9)中，需要知道输入

和均衡的

的内积用于所述光FIR滤波器系数的优化。注意，一旦知道所有c_i的值，就很容易产生用于 和的相应值，因为，如上面公式(1)所示，  $c_i={\mathrm{\α}}_i{e}^{j{\mathrm{\θ}}_i}.$

图4以简化框图的形式示出了本发明的另一个实施例的细节。图4所说明的本发明实施例类似于图3的实施例，但是包括执行光和电均衡的WUD(B，C，F)单元109。图4的实施例包括前馈和反馈电均衡器(401，402)。所述实施例包括如图3所示的那样被连接到所述光矢量调制器102和WUD(B，C，F)单元109的干涉器113、光电二极管114、115以及差分放大器116。为了清晰起见，这些单元在图4中被省去。这里，与图3中所示的单元类似的单元类似地被标记，并且将不再详细地描述。 

在图4的实施例中，来自于可控光矢量调制器102光输出信号E_o(t)被传递给光接收机，并且在那里被传递给光电二极管104。如已知的那样，光电二极管104是平方律检测器并且响应E_o(t)而产生电流|q(k)|²。跨阻抗放大器105通过已知的方式将来自于光电二极管104的电流转变为电压信号。来自于跨阻抗放大器105的电压信号被提供给前馈滤波器F(x)部分401，所述部分由WUD(B，C，F)单元109所控制。前馈滤波器F(x)部分401的输出通过减法器403而被提供给限幅器单元106，以及被提供给代数加法器的负输入端，即，减法器108的负输入端。自动门限控制信号也被提供给限幅器单元106。所述门限控制例如通过限制来自于跨阻抗放大器105的电压信号的幅度方式而实现来自于限幅器106的期望输出电平。来自于限幅器106的输出是期望的补偿接收数据信号

并且作为来自于接收机的输出被提供给代数加法器108的正输入端。所述减法器108产生误差信号e(k)，所述误差信号被提供给WUD(B，C，F)单元109，其中反馈滤波器B(x)部分信号B、前馈滤波器F(x)部分信号F以及用于光矢量调制器102的电控制信号C使用单一的OE-LMS处理而被产生。信号B和信号F 是用于所述电均衡器的控制输入。反馈滤波器B(x)部分402接收信号B，以及限幅器106的输出，并且产生输出信号，所述输出信号被提供给代数减法器的负输入端，即，减法器403的负输入端。来自于WUD(B，C，F)单元109的幅度

值和相位分量通过电反馈通路110而被提供，以便调节可控光矢量调制器102的抽头系数。注意，尽管图中示出了单个的电反馈通路110，但是，应当知道，所包括的电路通路数目与可控光矢量调制器102中所包括的可控抽头或臂的数目相等。在该例子中，可以有N个这种电路通路。再有,和/或分量的值是根据单一OE-LMS处理而被产生的。还应当注意，当仅所接收光信号的幅度被调制时，只有幅度调整值

分量从单元109被提供给可控光矢量调制器102。类似地，当仅所接收光信号的相位被调制时，只有相位调整值

分量从单元109被提供给可控光矢量调制器102。最后，当所接收光信号的幅度和相位都被调制时，幅度调整值

分量和相位调整值分量都从单元109被提供给可控光矢量调制器102。 

图5以简化框图的形式示出了产生联合光与电均衡的另一个实施例的细节。除了没有前馈滤波器F(x)部分401之外，图5类似于图4，这简化了整体结构。然而，如所发现的那样，在增加性能方面，与不一起执行光和电均衡的设备相比，图5的实施例还是非常有效的。 

在图5的实施例中，来自于可控光矢量调制器102的光输出信号E_o(t)被传送给光接收机，并在那里被传递给光电二极管104。如已知的那样，光电二极管104是平方律检测器并且响应E_o(t)而产生电流|q(k)|²，即，q(k)＝E_o(k/f_s)。跨阻抗放大器105通过已知的方式将来自于光电二极管104的电流转变为电压信号。来自于跨阻抗放大器105的电压信号被提供给代数加法器403，并且然后被提供给限幅器单元106以及给代数加法器的负输入端，即减法器108的负输入端。自动门限控制信号也被提供给限幅器单元106。所述门限控制通过限制来自于跨阻抗放大器105的电压信号的幅度的方式而实现来自于限幅器106的期望输出电平。来自于限幅器106的输出是期望的补偿接收数 据信号并且作为来自于接收机的输出被提供给代数加法器108的正输入端。来自于减法器108的误差信号e(k)被提供给WUD(B，C)单元109，反馈其中反馈滤波器B(x)部分信号B和电控制信号C(具有幅度和相位分量)使用单一的OE-LMS处理而被产生。信号B是用于电均衡器的控制输入。在示例性实施例中，WUD(B，C)单元109确定B如下：  $B(k+1)=B\left(k\right)-\mathrm{\αe}\left(k\right)\hat{d}\left(k\right).$ 在所述示例性实施例中，WUD(B，C)单元109确定C如下：C(k+1)＝C(k)+βe(k)q^*(k)r(k)。因此，WUD(B，C)单元109通过基于相同的LMS处理来设置C(k)和B(k)，从而联合地优化了光和电均衡器。 

反馈滤波器B(x)部分402接收信号B，以及限幅器106的输出，并且产生输出信号，所述输出信号被提供给代数加法器的负输入端，即，减法器403的负输入端。来自于WUD(B，C，F)单元109的幅度 值和相位分量通过电反馈通路110而被提供，以便调节可控光矢量调制器102的抽头系数。注意，尽管图中示出了单个的电反馈通路110，但是，应当知道，所包括的电路通路数目与可控光矢量调制器102中所包括的可控抽头或臂的数目相等。再有，在该例子中，可以有N个这种电路通路。再有，在本发明的所述实施例中，和/或

分量的值是根据单一OE-LMS处理而被产生的。还应当注意，当仅所接收光信号的幅度被调制时，只有幅度调整值

分量从单元109被提供给可控光矢量调制器102。类似地，当仅所接收光信号的相位被调制时，只有相位调整值

分量从单元109被提供给可控光矢量调制器102。最后，当所接收光信号的幅度和相位都被调制时，幅度调整值分量和相位调整值

分量都从单元109被提供给可控光矢量调制器102。 

如上所述，从反馈滤波器B(x)部分402出来的信号从后光电检测(post-photodetection)电信号x(k)(来自于光电二极管104)中被减去。在限幅器105之前的未补偿的信号可以包括由例如GVD及PMD的沿着光通路的光损伤所引起一定量的ISI。为了在恢复比特流之前 去除电信号中的ISI，使用OE-LMS以统一的方式来控制O-EQ和E-EQ。这获得了两种均衡器的优点，而不会引起O-EQ和E-EQ的均衡之间的冲突。实际上，OE-LMS使得所补偿的信号和在均方意义上的期望信号之间的电误差最小，这与传统上用于电均衡的最小均方(LMS)算法相兼容。 

图6以流程图的形式示出了体现根据本发明的原理所执行的技术的方法。所述方法在开始步骤610开始，并进行到步骤620，其中，输入信号经过光均衡器。结果，光信号的输出流在步骤630被产生。然后，在步骤640，产生电信号。所述电信号具有表示光信号的输出流的强度的值。接着，在步骤650，所述电信号经过电均衡器以产生数字电信号的输出流。于是，在步骤660，通过将具有表示数字电信号流中的误差的值的信号流应用到所述光和电均衡器上，从而设置所述光和电均衡器的均衡系数。本方法在步骤670结束。本领域的技术人员应当知道，尽管顺序地提出了这些步骤，但是，有益地，它们同时被执行，以实现输入信号的均衡，从而产生光信号的输出流。 

上述实施例当然仅说明了本发明的原理。实际上，在不脱离本发明的精神和范围的情况下，本领域的技术人员可以设计多种其它的方法或设备。特别地，其它的安排可以等同地被采用，用于实现所述可控光FIR滤波器。 

Claims (10)

1.一种用在自适应光均衡中的装置，包括：

可控光FIR滤波器，其具有输入端和输出端，以及被耦合以接收输入光信号，并且被配置成响应电控制信号通过所接收的光信号的相位调制和/或幅度调制来产生输出光信号；

光电二极管，被配置成接收所述输出光信号并由此通过平方律光电检测产生代表的电流信号；

干涉器和差分放大器，所述干涉器被连接以从所述可控光FIR滤波器接收所述输入光信号和所述输出光信号，所述差分放大器被配置成接收来自所述干涉器的输出的电信号以产生差分信号，并被配置成将所述差分信号提供给控制信号产生器以产生所述电控制信号；以及

控制信号产生器，被配置成响应于来自所述光电二极管的所述代表的电流信号和所述差分信号，根据预定的准则来产生所述电控制信号。

2.根据权利要求1的装置，其中，所述可控光FIR滤波器包括阵列排列的波导光栅。

3.根据权利要求1的装置，其中，所述控制信号产生器被配置成以预定的抽样速率来更新可调节的所述电控制信号。

4.一种用在自适应光均衡器中的方法，包括以下步骤：

自适应地控制可控光FIR滤波器，以调制输入光信号，从而产生均衡的输出光信号；

通过使用平方律光电检测，采用光电二极管将所述均衡的输出光信号转变为代表的电流信号；

响应来自于所述光电二极管的所述代表的电流信号和差分信号，根据预定的准则来产生电控制信号，所述差分信号通过将和与差光信号的电信号进行差分放大而产生，该和与差光信号根据所述可控光FIR滤波器的输入和输出光信号生成；以及

反馈所述电控制信号以自适应地控制所述可控光FIR滤波器。

5.根据权利要求4的方法，其中，所述可控光FIR滤波器被配置成作为可控光波导光栅阵列而进行操作，并且其中，并行波导阵列形成所述可控光FIR滤波器的并行光抽头。

6.根据权利要求4的方法，其中，所述可控光FIR滤波器被配置成作为可控光矢量调制器而进行操作。

7.一种用于联合光电均衡的装置，包括：

可控光FIR滤波器，其具有输入端和输出端，以及被耦合以接收输入光信号，并且被配置成响应电控制信号通过所接收的光信号的相位调制和/或幅度调制来产生输出光信号；

光电二极管，被配置成接收所述输出光信号并由此通过平方律光电检测产生代表的电流信号；

控制信号产生器，被配置成响应于基于所述代表的电流信号的数字电信号和差分信号，根据预定的准则来产生所述电控制信号，其中所述电控制信号表示所述数字电信号中的误差；

干涉器和差分放大器，所述干涉器被连接以从所述可控光FIR滤波器接收所述输入光信号和所述输出光信号，所述差分放大器被配置成接收来自所述干涉器的输出的电信号以产生所述差分信号，并被配置成将所述差分信号提供给所述控制信号产生器；以及

电均衡器，被配置成产生所述数字电信号的流，所述可控光FIR滤波器和电均衡器通过接收所述电控制信号来控制。

8.根据权利要求7的装置，其中，所述可控光FIR滤波器包括阵列排列的波导光栅。

9.根据权利要求7的装置，其中，所述电均衡器被配置成以预定的抽样速率来更新所述数字电信号流。

10.一种联合光电均衡的方法，包括：

借助于通过可控光FIR滤波器传递输入光信号从而产生均衡的输出光信号，来产生均衡的输出光信号；

通过使用平方律光电检测，采用光电二极管将所述均衡的输出光信号转变为代表的电流信号；

响应于基于来自所述光电二极管的所述代表的电流信号的数字电信号和差分信号，根据预定的准则来产生电控制信号，其中所述电控制信号表示所述数字信号中的误差，所述差分信号通过将和与差光信号的电信号进行差分放大而产生，该和与差光信号根据所述可控光FIR滤波器的输入和输出光信号生成；

通过电均衡器产生所述数字信号的流；以及

反馈所述电控制信号以自适应地控制所述可控光FIR滤波器和所述电均衡器。

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