CN1734957A - 一种宽带码分多址系统的半盲信道估计方法 - Google Patents

Abstract

一种宽带码分多址系统的半盲信道估计方法，涉及无线移动通信领域中如何在宽带码分多址系统(WCDMA)中如何进行准确的信道估计。本发明中，对非导频信号的最大比合并结果不直接使用硬判决，而是针对非导频符号TFCI，TPC编码方式的不同，采用不同的解码方式。本发明还提供了一种移动通信系统中的瑞克接收机，包括信道估计模块，用于计算各径的信道估计值，该信道估计模块由以下部分组成：导频、TFCI和TPC信号分离模块，用于将时隙中的各种信号分离。由于本发明中针对导频符号TFCI，TPC编码方式的不同，采用不同的解码方式，可降低非导频符号TFCI和TPC的误码率，提高信道估计的准确性，改善系统性能。

Description

一种宽带码分多址系统的半盲信道估计方法

技术领域

本发明涉及无线移动通信领域中直接扩频码分多址系统中信道估计的方法，更具体而言是如何在宽带码分多址系统(WCDMA)中进行准确的信道估计。

背景技术

在第三代移动通信系统中，无线信道足够宽，利用扩频和码分多址，多个用户可以使用相同的信道。利用直接扩频序列，信息符号由码片的序列来表示。因为移动通信是在复杂的电波环境下进行，因此如何克服电波传播所造成的多径衰落现象是移动通信的一个基本问题。在直接扩频码分多址系统中，由于使用宽带扩频，射频信号带宽比衰落的相关带宽大得多，因而可以采用瑞克接收机从接收信号中分辨出不同路径的分量，分别进行解调和合并，从而可以增强接收信号，提高信噪比。在这个过程中信道估计是一个很重要的处理，因为它会直接影响瑞克接受机的性能。

目前在WCDMA系统中使用导频符号辅助技术(Pilot Symbol AidedMethod)，即在数据比特流中周期性的插入导频符号来进行信道估计，其实质就是通过已知的导频符号获得信道衰落过程采样点的估计，再通过相关信道估计算法获得数据符号的对应的信道参数。图1和图2分别表示WCDMA下行和上行专用信道的帧结构，其一帧长度都是10ms，15个时隙组成一帧。对于上行链路的时隙，DPCCH(Dedicated Physical Control Channel，专用物理控制信道)和DPDCH(Dedicated Physical Data Channel，专用物理数据信道)是并行发送的。DPCCH又是由N_pilot个导频符号，N_TFCI个TFCI(Transport Format CombinationIndicator，传输格式组合指示)符号，N_TPC个TPC(Transmit Power Control，发射功率控制)符号和N_FBI个FBI(Feedback Information，反馈信息)符号组成。

在WCDMA通信系统的接收机中，导频信号和数据信号是信道估计中的两个可用信息，从而形成两种信道估计方式：基于导频信号的信道估计，联合导频信号和数据信号的信道估计。

对于基于导频信号的信道估计，到目前为止已经提出了很多的方法，像MMSE(最小均方误差)算法、LMS(最小均方)算法、RLS(递归最小二乘)算法、Wiener滤波法、Kalman滤波法、一阶线性滤波法、一阶非线性滤波法、高斯插值法以及WMSA(Weighted Multi-slot Averaging，加权多时隙滤波法)。在移动台移动速度比较低的情况下，信道衰落变化比较慢，根据以上方法得到的信道参数可以较为准确得描述信道特性，使DPCCH的信道补偿结果满足系统要求。但当无线信道变化比较快或噪声比较大时，仅仅依靠导频信号进行信道估计就显得不够了。

对于联合导频信号和数据信号的信道估计，属于半盲估计，是目前研究的主要方向之一。由于使用导频信号的同时，利用数据信号进行信道估计，因此可以得到更多的信道信息，提高信道估计的准确性。但是这里就存在一个佷重要的问题，如何得到数据信号的值。由于DPCCH的非导频符号是事先不知道的，要使用它们进行信道估计就要先知道它们的值。美国专利US 6700919 B1“CHANNELESTIMATION FOR COMMUNICATION SYSTEM USING WEIGHTEDESTIMATES BASED ON PILOT DATA AND INFORMATION DATA”中提出了一种半盲信道估计的方法，图5表示美国专利US 6700919 B1信道估计模块框图。在循环信道估计模块54中用时隙中的导频信号进行初始信道估计，将初始信道估计值送入瑞克合并模块56中对各径进行最大比合并，将合并结果送入到硬判决模块59中进行硬判决得到各个非导频符号的值。

但我们必须考虑这样得到的非导频符号值的误码率大小，因为当某个非导频符号的值是错误时，结合错误符号得到的信道估计值不仅不会变好，还会比不结合该符号时更差。因此降低非导频符号误码率就是半盲信道估计的关键所在，本发明正是着眼于如何提高非导频信号的译码正确性。

发明内容

本发明的目的是要在利用专用控制信道中的导频信号和非导频信号的半盲信道估计中，通过降低非导频信号的误码率，大大提高半盲信道估计的性能，从而可以提高整个系统的性能。

本发明对非导频信号的最大比合并结果不能直接使用硬判决，而是针对非导频符号TFCI，TPC编码方式的不同，采用不同的解码方式，具体步骤详述如下：

(1)各径的专用物理控制信道分量送入导频、TFCI和TPC信号分离模块，将时隙中的各种信号分离；

(2)将导频包络送入到第一初始信道估计模块得到第一初始信道估计值；

(3)将第一初始信道估计值的共轭和TFCI信号送入到乘法器中，共轭相乘得到TFCI的信道补偿分量；

(4)各径的TFCI分量相加送到TFCI符号判决模块，对TFCI进行符号判决；

(5)TFCI信号和判决得到的TFCI符号都送到乘法器中，得到TFCI包络，将导频包络和TFCI包络都送到第二初始信道估计模块得到第二初始信道估计值；

(6)将第二初始信道估计值的共轭和TPC信号送入到乘法器中，共轭相乘得到TPC的信道补偿分量，各径的TPC分量相加送到TPC符号判决模块，对TPC进行符号判决；

(7)TPC信号和判决得到的TPC符号都送到乘法器中，得到TPC包络；

(8)将导频包络，TPC包络和TFCI包络都送到信道估计模块，得到各径的信道估计值。

本发明还提供了一种移动通信系统中的瑞克接收机，包括信道估计模块，用于计算各径的信道估计值，该信道估计模块由以下部分组成：

导频、TFCI和TPC信号分离模块，用于将时隙中的各种信号分离；

第一初始信道估计模块，利用输入的导频包络得到第一初始信道估计值；

乘法器，用于第一初始信道估计值的共轭和TFCI信号相乘得到TFCI的信道补偿分量；

加法器，对各径的TFCI分量进行相加；

TFCI符号判决模块，利用相加了的各径的TFCI分量对TFCI进行符号判决；

乘法器，用于TFCI信号和判决得到的TFCI相乘得到TFCI包络；

第二初始信道估计模块，利用导频包络和TFCI包络采用平均的方法得到第二初始信道估计值；

乘法器，将第二初始信道估计值的共轭和TPC信号相乘得到TPC的信道补偿分量；

加法器，将各径的TPC分量相加；

TPC符号判决模块，利用相加了的TPC分量对TPC进行符号判决；

乘法器，利用TPC信号和判决得到的TPC符号得到TPC包络；

信道估计模块，利用导频包络，TPC包络和TFCI包络采用滑动平均，自动适应滤波方法进行信道估计得到各径的信道估计值。

由于本发明中针对导频符号TFCI，TPC编码方式的不同，采用不同的解码方式。和直接的硬判决相比，可以大大降低非导频符号TFCI和TPC的误码率。这样就可以提高信道估计的准确性，改善系统性能。

附图说明

通过结合附图可以比较好的描述本方案，从而使本发明的特点更好地表现出来。

图1表示下行链路专用信道的帧结构图；

图2表示上行链路专用信道的帧结构图；

图3表示传TFCI信息比特的信道编码图；

图4表示瑞克接收机的结构图；

图5表示美国专利US 6700919 B1信道估计模块框图；

图6表示信道估计模块框图；

图7表示TFCI符号判决模块图；

图8表示TPC符号判决模块。

具体实施方式

下面结合附图对技术方案的实施作进一步的详细描述，根据这些结构图，同一领域的技术人员可以很容易实现本发明。

首先对TFCI信号进行解码。用各径时隙中的导频符号进行初始信道估计，用其初始估计值与该径的非导频符号TFCI进行共轭相乘，然后将各径的TFCI分量进行最大比合并。收集一帧中15个时隙的TFCI值，可以得到长度为30TFCI序列，给末尾添加2个零得到长度为32的TFCI序列。按照快速哈马达变换对得到的TFCI序列进行解码，得到长度为10的TFCI信息序列。对10位长的TFCI信息序列重新进行二阶Reed-Muller码的sub-code(32，10)编码得到了32位长的TFCI编码。将新得到的TFCI编码前30个符号分成15组分别送到对应的时隙中，这样就得到了各时隙的TFCI符号值。

然后进行TPC信号的解码。结合各径时隙中的导频符号和两个TFCI符号进行初始信道估计，用得到的初始估计值与该径的非导频符号TPC进行共轭相乘，然后将各径的TPC分量进行最大比合并。在大多数情况下，N_TPC等于2，即一个时隙中存在两个TPC信号。从3G协议规定可知两个TPC符号是完全相同的，11表示功率控制命令1，00表示功率控制命令0。因此我们可以将最大比合并之后的结果先进行平均，然后再进行硬判决，这样得到的TPC误码率也会大大下降。

最后对FBI信号进行解码。如果存在一个FBI符号，结合各径时隙中的导频信号，TFCI和TPC信号进行初始信道估计，用得到的初始估计值与该径的非导频符号FBI进行共轭相乘，然后将各径的FBI分量进行最大比合并。对合并结果进行硬判决来得到FBI符号的值。

经过以上处理，就可以得到整个时隙中的非导频符号值。通过结合导频符号和非导频符号，得到一个完整时隙的信道估计值。

在DPCCH中的非导频信号包括TFCI，FBI和TPC，我们这里以DPCCH最经常使用的第0号时隙格式为例说明。在此格式中，N_pilot等于6，N_TFCI等于2，而N_FBI等于零，即在时隙中并不存在FBI。从3GPP协议我们知道，一帧中有10个TFCI信息比特a₀，...，a₉(a₀是LSB，a₉是MSB)，利用二阶Reed-Muller的10个码字进行线性分组编码[32，10]得到了32位长的编码b₀，b₁，...，b₃₁，编码流程如图3所示。可以表示为，

$B=A\·G=\left[\begin{array}{cccc}{a}_0& a_1& L& a_9\end{array}\right]\left[\begin{array}{cccc}{g}_{\mathrm{0,0}}& g_{\mathrm{0,1}}& L& g_{\mathrm{0,31}}\\ g_{\mathrm{1,0}}& g_{\mathrm{1,1}}& L& g_{\mathrm{1,31}}\\ M& M& & M\\ g_{\mathrm{9,0}}& g_{\mathrm{9,1}}& L& g_{\mathrm{9,31}}\end{array}\right]$

其中生成矩阵G的每一行都是一个二阶Reed-Muller的码字，TFCI码的基本序列(32，10)如下表所示。该线性分组码的最小距离是12，但是由于实际中32个符号中使用了前30个，经计算可知其最小距离是10。根据编码理论的知识，当使用硬判决译码时，该编码可以纠正4个硬判决错误。而且由于本方案中采用的是软判决译码，在高信噪比情况下，可以纠正9个硬判决错误。

在正常情况下，32位长的TFCI编码b₀，b₁，...，b₃₁中前30位b₀，b₁，...，b₂₉分成15组分配到一帧中的15个时隙中。在接收端通过收集一帧中最大比合并之后的30个TFCI信号

在信号序列后面添加两个零凑够32个，对其采用快速哈达马变换(fast hadamard transform)进行解码，得到TFCI的信息比特 a₀，...， a₉。然后重新对信息比特 a₀，...， a₉进行二阶Reed-Muller码的sub-code(32，10)编码得到编码序列 b₁， b₂，...， b₃₁，其中前30个符号就是TFCI信号的解码结果。由于TFCI存在很大的编码增益，通过解码再编码后得到TFCI符号的误码率要比直接进行

i	gi，0	gi，1	gi，2	gi，3	gi，4	gi，5	gi，6	gi，7	gi，8	gi，9
											0	1	0	0	0	0	1	0	0	0	0
1	0	1	0	0	0	1	1	0	0	0
											2	1	1	0	0	0	1	0	0	0	1
3	0	0	1	0	0	1	1	0	1	1
											4	1	0	1	0	0	1	0	0	0	1
5	0	1	1	0	0	1	0	0	1	0
											6	1	1	1	0	0	1	0	1	0	0
7	0	0	0	1	0	1	0	1	1	0
											8	1	0	0	1	0	1	1	1	1	0
9	0	1	0	1	0	1	1	0	1	1
											10	1	1	0	1	0	1	0	0	1	1
11	0	0	1	1	0	1	0	1	1	0
											12	1	0	1	1	0	1	0	1	0	1
13	0	1	1	1	0	1	1	0	0	1
											14	1	1	1	1	0	1	1	1	1	1
15	1	0	0	0	1	1	1	1	0	0
											16	0	1	0	0	1	1	1	1	0	1
17	1	1	0	0	1	1	1	0	1	0
											18	0	0	1	0	1	1	0	1	1	1
19	1	0	1	0	1	1	0	1	0	1
											20	0	1	1	0	1	1	0	0	1	1
21	1	1	1	0	1	1	0	1	1	1
											22	0	0	0	1	1	1	0	1	0	0
23	1	0	0	1	1	1	1	1	0	1
											24	0	1	0	1	1	1	1	0	1	0
25	1	1	0	1	1	1	1	0	0	1
											26	0	0	1	1	1	1	0	0	1	0
27	1	0	1	1	1	1	1	1	0	0
											28	0	1	1	1	1	1	1	1	1	0
29	1	1	1	1	1	1	1	1	1	1
											30	0	0	0	0	0	1	0	0	0	0
31	0	0	0	0	1	1	1	0	0	0

硬判决得到的误码率低的多。

同时根据3GPP协议规定，当N_TPC等于2时，从协议规定可知两个TPC符号是完全相同的，11表示功率控制命令1，00表示功率控制命令0。因此我们可以将最大比合并之后的结果先进行平均，然后再进行硬判决。假定发射信号功率是

噪声是方差σ²＝N₀/2的高斯随即变量，则信号的误码率是p_e＝Q[(2E_s/N₀)^1/2]

式中

$Q\left(a\right)={\∫}_a^{\∞}\frac{1}{\sqrt{2\mathrm{\π}}}{e}^{-x^2/2}\mathrm{dx}$

由于取平均，噪声方差变为σ²＝N₀/4，TPC误码率也会下降。

因此通过对TFCI和TPC分别采用不同的解码方式可以大大的降低非导频信号的误码率，这样就可以提高信道估计的准确性，改善系统整体性能。下面我们详述整个信道估计的过程。

1、瑞克接收机的结构如图4所示，来自天线口的数据首先送入多径搜索解调模块401。在该模块中，从基带信号中搜索多径，找出每个多径的时延，并分别按照各径时延分别进行解调，得到各径的DPCCH和DPDCH分量。将各径的专用物理控制信道送入到信道估计模块402，同时将专用物理控制信道和专用物理数据信道送入最大比合并模块403。

2、在信道估计模块402中，根据输入的专用物理控制信道算得各径的信道估计值，将这些值送入到最大比合并模块403。在最大比合并模块中，利用输入的各径信道估计值，对各径的专用物理数据信道和控制信道进行最大比合并操作，得到专用物理数据信道和控制信道的结果。信道估计模块402是本发明的主体。

3、假定存在M条径，分别对应于M个专用物理控制信道分量DPCCH₁，...，DPCCH_M。信道估计模块如图6所示，其中存在着M条通道，这里以通道1为例说明具体流程。第一条径的专用物理控制信道分量DPCCH₁送入导频、TFCI和TPC信号分离模块421，将时隙中的各种信号分离。导频信号送入到乘法器422中和已知的本地导频信号相乘，这样就去除导频的信息，得到导频包络Pilot_channel。

4、将导频包络Pilot_channel送入到第一初始信道估计模块423，现在普遍使用初始信道估计的方法有平均法，一阶、二阶内插法以及预测等方法。考虑到算法复杂度，我们这里采用平均的方法得到第一初始信道估计值Pilot_est_channel。

5、将Pilot_est_channel的共轭和TFCI信号送入到乘法器424中，共轭相乘得到TFCI的信道补偿分量。然后将该信道补偿分量送到加法器425，各径的TFCI分量相加送到了TFCI符号判决模块426，对TFCI进行符号判决。

6、TFCI符号判决模块如图7所示，补零模块4260首先收集一帧中15个时隙的TFCI合并值

然后给这个数列后面添加两个零得到长度是32的数列。将这个数列送入到快速哈马达变换模块4261，通过哈马达变换得到TFCI信息序列 a₀， a₁，...， a₉。解码后的结果送到TFCI编码器4262，将解码后的信息序列重新进行编码得到 b₀， b₁，...， b₃₁。新得到的TFCI符号中前30个符号分成15组发送对应的15个时隙中去。

7、TFCI信号和判决得到的TFCI都送到乘法器427中，去除TFCI的信息，得到TFCI包络TFCI_channel。将导频包络Pilot_channel和TFCI包络TFCI_channel都送到第二初始信道估计模块428，采用平均的方法得到第二初始信道估计值Pilot_TFCI_est_channel。

8、将Pilot_TFCI_est_channel的共轭和TPC信号送入到乘法器429中，共轭相乘得到TPC的信道补偿分量。然后将该信道补偿分量送到加法器42D，各径的TPC分量相加送到了TPC符号判决模块42A，对TPC进行符号判决。

9、TPC符号判决模块如图8所示，合并后的TPC信号TPC₀，TPC₁送入到平均值模块42A1，得到平均值TPC_mean。将平均值送入到硬判决模块42A2得到TPC值TPC_e，经过重复模块42A3得到TPC_e0，TPC_e1。

10、TPC信号和判决得到的TPC符号TPC_e0，TPC_e1都送到乘法器42C中，去除TPC的信息，得到TPC包络TPC_channel。

11、将导频包络Pilot_channel，TPC包络TPC_channel和TFCI包络TFCI_channel都送到信道估计模块42B，通过滑动平均，自适应滤波方法进行信道估计，就可以得到该径比较精确的信道估计值Pilot_TFCI_TPC_est。

由于本发明中针对非导频符号TFCI，TPC编码方式的不同，采用不同的解码方式，和直接的硬判决相比，可以大大降低非导频信号的误码率。通过提高信道估计的准确性，可以从整体上改善系统性能。

Claims (10)

1、一种宽带码分多址系统的半盲信道估计方法，其特征在于，包括以下步骤：

(1)各径的专用物理控制信道分量送入导频、传输格式组合指示和发射功率控制信号分离模块，将时隙中的各种信号分离；

(2)将导频包络送入到第一初始信道估计模块得到第一初始信道估计值；

(3)将第一初始信道估计值的共轭和传输格式组合指示信号送入到乘法器中，共轭相乘得到传输格式组合指示的信道补偿分量；

(4)各径的传输格式组合指示分量相加送到传输格式组合指示符号判决模块，对传输格式组合指示进行符号判决；

(5)传输格式组合指示信号和判决得到的传输格式组合指示信号都送到乘法器中，得到传输格式组合指示包络，将导频包络和传输格式组合指示包络都送到第二初始信道估计模块得到第二初始信道估计值；

(6)将第二初始信道估计值的共轭和发射功率控制信号送入到乘法器中，共轭相乘得到发射功率控制的信道补偿分量，各径的发射功率控制分量相加送到发射功率控制符号判决模块，对发射功率控制进行符号判决；

(7)发射功率控制信号和判决得到的发射功率控制符号都送到乘法器中，得到发射功率控制包络；

(8)将导频包络，发射功率控制包络和传输格式组合指示包络都送到信道估计模块，得到各径的信道估计值。

2、根据权利要求1所述的方法，其特征在于，步骤(4)中的对传输格式组合指示进行符号判决包括以下步骤：

(I)补零模块首先收集一帧中15个时隙的传输格式组合指示合并值

然后给这个数列后面添加两个零得到长度是32的数列；

(II)将这个数列送入到快速哈马达变换模块，通过哈马达变换得到传输格式组合指示信息序列 a₀， a₁，...， a₉；

(III)解码后的结果送到传输格式组合指示编码器，将解码后的信息序列重新进行编码得到 b₀， b₁，...， b₃₁，新得到的传输格式组合指示符号中前30个符号分成15组发送到对应的15个时隙中去。

3、根据权利要求1或2所述的方法，其特征在于，步骤(6)中的对发射功率控制进行符号判决包括以下步骤：

(a)合并后的发射功率控制信号送入到平均值模块，得到平均值；

(b)将平均值送入到硬判决模块得到发射功率控制值；

(c)经过重复模块得到判决的发射功率控制符号。

4、根据权利要求1所述的方法，其特征在于：来自天线口的数据首先送入多径搜索解调模块，在该模块中从基带信号中搜索多径，找出每个多径的时延，并分别按照各径时延分别进行解调，得到各径的专用物理控制信道和专用物理数据信道分量。

5、根据权利要求1所述的方法，其特征在于：利用各径信道估计值，对各径的专用物理数据信道和专用物理控制信道进行最大比合并操作，得到专用物理数据信道和专用物理控制信道的结果。

6、一种移动通信系统中的瑞克接收机，其特征在于，包括信道估计模块，用于计算各径的信道估计值，该信道估计模块由以下部分组成：

导频、传输格式组合指示和发射功率控制信号分离模块，用于将时隙中的各种信号分离；

第一初始信道估计模块，利用输入的导频包络得到第一初始信道估计值；

乘法器，用于第一初始信道估计值的共轭和传输格式组合指示信号相乘得到传输格式组合指示的信道补偿分量；

加法器，对各径的传输格式组合指示分量进行相加；

传输格式组合指示符号判决模块，利用相加了的各径的传输格式组合指示分量对传输格式组合指示进行符号判决；

乘法器，用于传输格式组合指示信号和判决得到的传输格式组合指示相乘得到传输格式组合指示包络；

第二初始信道估计模块，利用导频包络和传输格式组合指示包络采用平均的方法得到第二初始信道估计值；

乘法器，将第二初始信道估计值的共轭和发射功率控制信号相乘得到发射功率控制的信道补偿分量；

加法器，将各径的发射功率控制分量相加；

发射功率控制符号判决模块，利用相加了的发射功率控制分量对发射功率控制进行符号判决；

乘法器，利用发射功率控制信号和判决得到的发射功率控制符号得到发射功率控制包络；

信道估计模块，利用导频包络，发射功率控制包络和传输格式组合指示包络采用滑动平均，自适应滤波方法进行信道估计得到各径的信道估计值。

7、根据权利要求6所述的接收机，其特征在于，所述的传输格式组合指示符号判决模块由以下部分组成：

补零模块，收集一帧中15个时隙的传输格式组合指示合并值

然后给这个数列后面添加两个零得到长度是32的数列；

快速哈马达变换模块，把补零模块的输出通过哈马达变换得到传输格式组合指示信息序列 a₀， a₁，...， a₉；

传输格式组合指示编码器，将快速哈马达变换模块输出的解码后的信息序列重新进行编码得到 b₀， b₁，...， b₃₁。

8、根据权利要求6或7所述的接收机，其特征在于，所述的发射功率控制符号判决模块由以下部分组成：

平均值模块，利用合并后的发射功率控制信号得到平均值；

硬判决模块，利用平均值模块的输出得到发射功率控制值；

重复模块，利用硬判决模块的输出得到判决的发射功率控制符号。

9、根据权利要求6所述的接收机，其特征在于，还包括多径搜索解调模块，在该模块中，从基带信号中搜索多径，找出每个多径的时延，并分别按照各径时延分别进行解调，得到各径的专用物理控制信道和专用物理数据信道分量。

10、根据权利要求6所述的接收机，其特征在于，还包括最大比合并模块，利用输入的各径信道估计值，对各径的专用物理数据信道和专用物理控制信道进行最大比合并操作，得到专用物理数据信道和专用物理控制信道的结果。

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