CN1725648A

CN1725648A - 来自二进制采样测量的模拟波形信息

Info

Publication number: CN1725648A
Application number: CNA2005100853128A
Authority: CN
Inventors: 马修·M·布鲁恩斯特纳
Original assignee: Agilent Technologies Inc
Current assignee: Avago Technologies ECBU IP Singapore Pte Ltd
Priority date: 2004-07-23
Filing date: 2005-07-22
Publication date: 2006-01-25
Anticipated expiration: 2025-07-22
Also published as: CN1725648B; US20060020412A1; DE102005013327A1; JP2006053140A

Abstract

对信号的二进制采样中的0或1进行计数的电路能够测量信号的模拟特性。通过这种技术，相对简单的电路能够执行利用基于BER的二进制采样技术难以获得的参数测量。低成本的二进制采样电路也能执行先前可能需要更复杂、更昂贵的模拟采样的测量。该新技术可应用于完备测试系统、低成本测试电路和片上测试电路。

Description

来自二进制采样测量的模拟波形信息

技术领域

本发明涉及来自二进制采样测量的模拟波形信息。

背景技术

二进制采样通常是指周期性地对信号采样以将信号缩减为时间索引的二进制值(0或1)序列。相反地，例如通常在示波器中所使用的模拟采样一般对信号的采样没有这么频繁，但是每次采样都保持关于采样时的信号模拟电平的信息。可以将每次采样的模拟电平记录为多位数字值，在这种情形中，模拟采样生成一串接近于该模拟信号的多位值。

二进制采样的优点是：二进制采样通常能达到的采样速率高于模拟采样实际达到的采样速率。例如，诸如误码率测试仪(BERT)之类的二进制采样仪器能够对高数据速率信号的每一位进行采样，而目前的模拟采样器的模拟带宽为几个GHz，其通常被限制在每秒几千次采样。于是，模拟采样器只能捕获高数据速率信号的一小部分位。

二进制采样的另一个优点是：制造用于给定测试信号数据速率的二进制采样电路的成本低于适于测量该信号的模拟采样电路。二进制采样的较低成本使得人们希望设法使用二进制采样系统来复制模拟采样系统的能力。

发明内容

根据本发明的一个方面，二进制采样系统能对信号采样以生成测试数据，这些测试数据被分析用来提取关于信号的模拟特性的信息。例如，误码率测试仪或者对具有特定值的采样点数目进行计数的计数器能够测量0或1的百分率或比率，其中0或1是在一定范围的采样阈值和一定范围的相位偏移内在信号中测得的。然后，测得比率的导数表明在获得该导数的电压和相位处的信号波形的密度，并且导数的曲线图提供了与示波器扫描线相似的信息。

本发明的一个具体实施例是一种测试系统，其包括模拟比较器、二进制采样器和计数器。模拟比较器将输入信号与可调整阈值电平相比较。二进制采样器对来自模拟比较器的输出信号采样，其中二进制采样器使用确定采样相位的可调整相位参数。然后，计数器可以对来自二进制采样器的具有选定二进制状态的采样点计数。然后，可以使用处理系统来分析来自计数器的一组计数值/比率，以确定输入信号的模拟特性。例如，分析可以包括取导数或识别对应于信号的特征电压的阈值。

本发明的另一个具体实施例是一种用于分析信号的方法。该方法包括：在第一范围改变阈值；在第二范围改变相位；对阈值和相位的每一个值，确定当在该相位采样时，电压高于该阈值的信号的比率。然后，对比率的分析可以确定信号的模拟特性。

本发明的另一个具体实施例是用于分析信号的另一种方法。该方法包括利用二进制采样器对信号采样，其中二进制采样器具有用于采样的可调整相位和可调整阈值。可调整阈值将与从二进制采样器输出的采样点的不同二进制状态相对应的信号的电平分离。该方法从采样当中确定从二进制采样器输出的采样点中选定的一种二进制状态的比率。优选地，这些比率中的每一个都是对可调整阈值和可调整相位的值的唯一组合确定的。然后可以分析这些比率来确定信号的模拟特性。

附图说明

图1是使用二进制采样和误码率测量来确定信号的模拟特性的系统方框图。

图2是使用二进制采样和计数值来确定信号的模拟特性的根据本发明

实施例的系统方框图。

图3是向时钟信号提供可调整相位延迟的延迟电路的方框图。

图4是图示了当用于采样的相位在信号的上升时间或下降时间内时，信号中代表的0值的比率与阈值电平的关系的曲线图，其中阈值电平将代表0的电压与代表1的电压分离。

图5图示了数据信号中0的出现比率与阈值电平的关系，其中阈值电平将代表0的电压与代表1的电压分离。

图6示出了图5所示的比率的导数如何提供表明信号模拟特性的扫描线。

不同图中使用相同的标号来表示相似或相同的项。

具体实施方式

根据本发明的一个方面，二进制采样系统能分析高频或高数据速率信号的模拟特性。对于这些分析，二进制采样系统对信号的特定相位确定电压电平高于或低于阈值电平的采样点的比率(例如，具有值1或0的采样点的比率)。然后对一定范围的阈值电平和相位重复这种比率测量，以将该比率确定为阈值(即，电压)和相位(即，时间)的函数。比率函数的导数表明在电压和时间的范围内信号的出现密度，因此当画出这些导数时，其模拟了示波器上生成的扫描线。这样，可以从二进制采样确定信号的模拟特性。

在相关的测量过程中，基于误码率(BER)测量的二进制采样技术确定信号的模拟特性，其中信号例如是来自被测系统(SUT)的数据信号。图1图示了系统100，其使用基于BER的技术来测量SUT(未示出)的模拟特性。系统100包括差分放大器或比较器110、二进制采样器120、可变延迟电路130、错误比较电路140、模式发生器150、错误计数器160和位计数器170。

在测量期间，被测系统产生代表一串已知的二进制值的信号DATA，并且将信号DATA输入到比较器110。比较器110将信号DATA的模拟电压与阈值电平VT比较，并且生成输出信号，输出信号取决于信号DATA的模拟电压是高于阈值电平VT还是低于阈值电平VT，而处于高电压或低电压。

二进制采样器120对比较器110的输出信号采样，并产生二进制采样信号，该信号的数据频率优选地与信号DATA的数据频率相同。或者，信号DATA的数据频率可以是二进制采样器120使用的采样频率的整数倍。为了控制图1实施例中的采样定时，可变延迟电路130接收具有期望频率的时钟信号CLK，并且将时钟信号CLK延迟一段延时，该延时由参数Φ选择。被延迟的时钟信号触发二进制采样器120，并由此控制二进制采样器120对比较器110的输出信号进行采样的频率和相位。

错误比较电路140将来自采样器120的二进制采样信号与来自模式发生器150的二进制信号比较。来自模式发生器150的二进制信号代表的数据序列与信号DATA应该代表的已知二进制序列相同，或者是从信号DATA应该代表的已知二进制序列派生出来的。来自采样器120的二进制采样与来自模式发生器150的已知信号之间的差异表明在使用参数VT和Φ时信号DATA的位错误。错误比较电路140触发错误计数器160以对错误进行计数，并且时钟信号(或延迟的时钟信号)触发位计数器170以对被采样的总位数进行计数。来自计数器160的错误计数值与来自位计数器170的位计数值的比率表明误码率(BER)。

处理系统180分析对一定范围的阈值电平VT和时钟相位Φ测量的BER。观察随着阈值电平VT和采样相位Φ的变化而产生的BER的变化，这表明了信号数据的模拟特性。例如，当采样相位Φ对应于信号DATA可以在低电平(例如，二进制0)和高电平(例如，二进制1)之间转变的时间时，因为在采样相位处比较阈值电平VT与信号DATA的特征电压电平交叉，所以BER显著地变化。这样，可以确定一串相位Φ的值处的信号DATA的模拟电压电平，以提供与示波器扫描线中相似的信息。

上述系统100中可用的分析技术使用代表已知二进制序列的信号DATA，这许可了错误的识别和BER的测量。因此，当信号DATA值未知时，在被测系统的正常工作期间这种分析技术应该是不可用的。

图2图示了根据本发明实施例的系统200，其不需要知道信号DT中代表的具体的位串，就可以测量信号DT的模拟特性。系统200包括差分放大器或比较器110、二进制采样器120、可变延迟电路130、计数器240和数据处理器250。与系统100相比，系统200不需要上述基于BER的系统100中的模式发生器或错误比较器。在可替换的实施例中，可以在完备测试系统、用于电路自测的低成本测试电路或者用于芯片自测的片上测试电路中实现系统200。在一个具体实施例中，系统200是以印刷电路组件实现的低成本测试电路。

工作中，系统200可以确定在信号DT的选定相位Φ处电压低于(或高于)选定阈值电平VT的信号DT的采样点的数目或比率。具体地说，比较器100将信号DT的电压与阈值电平VT相比较，并且取决于信号DT的电压是高于还是低于阈值电平VT，驱动输出信号为高或低。二进制采样器120对比较器110的输出信号采样，其中采样频率优选地对应于信号DT的数据速率，并且采样相位由可变延迟130的参数Φ选定。采样器120的输出信号使能或禁用计数器240，从而在二进制采样值是0或1(对应于信号DT低于或高于阈值电平VT)时计数器240进行计数。

可以使用公知的设备来实现系统200。例如，在本发明的一个示例性实施例中，比较器110是差分放大器，二进制采样器120是高速D触发器。如果希望的话，可以在二进制采样器120后包括解复用器电路(未示出)，解复用器电路有效地将来自二进制采样器120的高频位流转换为较低频率的并行数据流。然后可以用数个并行工作的较低速度电路实现计数器240和数据处理器250的部件。

延迟电路130优选地提供精确控制的延时，以允许信号DT中的相位调整，其中信号DT的频率可能大于1GHz。图3图示了合适的延迟电路300的一个实施例。延迟电路300包括缓冲器310，其中继时钟信号CLK，并向相位调整器320输入时钟信号CLK。相位调整器320提供对参数Φ选定的相位的更大范围调整，并且可以使用诸如ON Semiconductor Inc.的MC100EP195之类的可购得的相位调整器来实现。为了提供更精细的相位控制，第二缓冲器330将来自相位调整器320的信号馈送到提供可变电容的电路块340。例如，电路块340可以包括一个或多个变容二极管，这些变容二极管提供使信号的转变减缓的电容，减缓的量取决于参数Φ。最终缓冲器350将延迟的时钟信号DCLK驱动为高或低，驱动次数取决于来自电路块340的信号的转变速率。

数据处理器250执行下面将要描述的分析过程。在本发明的可替代实施例中，可以用专用硬件、微控制器中执行的固件和/或计算机或其他外部系统中执行的软件来实现数据处理器250。

图2的系统200并不将采样器输出与已知波形比较，而是对代表未知数据值的信号DT中的0(或1)的数目计数。于是，系统200使用二进制采样，而不是误码率测量。但是，如果模式发生器150生成的“预期”信号都是1(0)，则BER测试电路测量可以确定0(或1)的比率。这样，当采样电路200或BER测试电路中任何一种可用时，就可以应用下面描述的分析技术。但是，在正常工作中，因为BER测试系统将输入信号与预期模式相比较，所以BER测试系统必须在本地模式发生器和输入信号之间保持同步。所以许多BER电路被设计为在BER高时，例如当BER高于大约0.1时，进入同步搜索模式。为了使BER测试仪能复制测试系统200的所有能力，BER测试仪必须允许禁用同步搜索模式。相反地，测试系统200不需要模式同步。因此，即使取样条件会产生高BER，系统200也能工作。即使在高BER区域也能测试信号的能力可以允许进行某些利用未改进的BER测试系统不能进行的分析。例如，可以测量或确定诸如上升时间、下降时间、平均1电平、平均0电平、最大电压、眼图中心之外的掩码测试、过冲或1电平波动、下冲或0电平波动之类的信号属性。

在一个示例性实施例中，系统200的计数器240中的计数值正比于在信号DT的选定相位Φ处低于阈值电平VT的信号DT的出现比率(本文有时称之为0比率)。通过设置期望的参数VT和Φ并在固定的时间内对0计数，系统200可以对其他阈值电平和相位确定可比较的0比率。或者，0比率等于来自计数器240的计数值与总位数的匹配计数值之间的比值。相似的1比率正比于高于阈值电平VT的取样点数目的计数值，并且1比率和0比率的和应该等于信号DT的比特率或频率。根据本发明的一个方面，可以从0比率或1比率中提取信号的模拟特性，其中0比率或1比率通过使用一定范围的相位和阈值对信号进行二进制采样而获得。下面描述的示例使用二进制采样中的0比率来确定信号的模拟特性，但是也可以以相似的方式使用1比率。

图4图示了在固定的取样相位处0比率作为阈值电平VT的函数的曲线图400，其中取样相位有时对应于信号DT在高电平和低电平之间的转变点。曲线图400图示了在阈值电平VT低于信号DT的最小电压V0_MIN时0比率为0，因为所有取样点的电压都高于或等于电压V0_MIN。随着阈值电平VT从最小电压V0_MIN升高至代表位值0的电压的最大电压V0_MAX，该比率上升，然后稳定于比率410，比率410对应于在两个连续的位中信号DT在位值为0处保持稳定的概率。在保持或切换二进制值的可能性在统计上相等的一般数据信号中，第一稳定比率410大约是25％，该比率410对应于两个连续的位都是0值的可能性。但是，对于具有其他统计属性的二进制序列，第一稳定比率410的水平可以不对应于25％。

用于曲线图400的选定相位接近于两个连续的位之间的转变点。具体地说，在选定的相位处，信号上升时的平均电压是电压V_RAVE，而在信号下降时的平均电压是电压VF_AVE。曲线图400图示了选定相位处于上升或下降过程中较早时刻，从而平均上升电压V_RAVE小于平均下降电压V_FAVE的情形。

随着阈值VT接近平均上升电压VR_AVE，0比率升高，因为大多数情况下电压上升点变为低于阈值电平VT。当在选定相位处上升电压的几乎所有采样点都低于阈值电平VT时，第二稳定比率420出现。如果信号代表的二进制序列中值0的概率是50％，则这一稳定比率将对应于大约50％，但是如果信号具有不同的统计属性，则稳定比率420可以不对应于50％。

类似地，随着阈值电平VT接近平均下降电压VF_AVE，0比率升高，因为大多数情况下电压下降点变为低于阈值电平VT。当在选定相位处下降电压的几乎所有采样点都低于阈值电平VT时，第三稳定比率430出现。如果信号代表的二进制序列中保持在相同电平的概率等于转变为其他电平的概率，则该稳定比率430将大约是75％，但是如果信号具有不同的统计属性，则稳定比率430可以不同。

当阈值电平VT超过代表二进制值1的最小电压V1_MIN时，0比率再次升高。当阈值电平VT大于信号DT的最大电压V1_MAX时，100％的最终稳定比率440出现。

通过改变选定相位并且对一串阈值电平VT中的每一个电平重复测量比率，提供了作为二维域函数的0比率。图5图示了如何将阈值电平VT和相位Φ的域分为区域510、520、530、540和550。区域510对应于几乎为0的0比率，因为阈值电压VT低于信号的最小电压。区域520对应于第一稳定比率，其中阈值电平VT几乎大于所有对应于信号的稳定低电平的采样点。区域530对应于第二稳定比率，其中阈值电平VT大于信号的平均转变电压之一。区域540对应于第三稳定比率，其中阈值电平VT大于信号的两个平均转变电压。区域550对应于最终稳定比率，其中阈值电平VT大于信号的最大电压。区域515、525、535和545是比率从一个稳定状态向另一个稳定状态转变的区域。

对图5中所代表的数据进行处理可以提供与示波器测量可比较的结果。例如，如果在给定采样相位，在阈值V1观察到50％的0比率，而在大于阈值V1的阈值V2处观察到51％的0比率，则被采样信号波形中的1％在采样时间/相位处一定具有V1和V2之间的电压。更一般地说，示波器测量的信号每电压的扫描线密度等于0比率对采样阈值的导数。如果给出了二进制采样器在各种参数Φ和VT选择处产生的一组0比率，则可以使用公知的数值技术来近似该导数。具体地说，对比率的有限差分提供了对该导数的简单近似。数值导数本质上是有噪声的，于是优选地可以用较长采样时间来在估计扫描线密度中获得高精度。

图6图示了阈值电平VT和相位Φ的区域610，其中比率函数的导数大于最小非零电平。区域610对应于示波器的扫描线。具体地说，区域610形成“眼”图，在分析二进制信号期间示波器扫描线通常形成眼图。眼图呈现了信号的模拟特性，诸如代表0的最小和最大电压电平、代表1的最小和最大电压电平、上升沿持续时间、下降沿持续时间以及电压电平上升和下降的一般时间相关性。(上升和下降沿持续时间是代表在二进制0和1电平之间转变所需时间的信号参数。)如果给出了例如图6中所示的扫描线密度眼图，则可以使用为示波器分析而开发的技术来测量上升和下降时间。下面还会描述对示波器分析技术的进一步改进，这会减小所需的采样数据量。

图6所示的测量结果只取决于0比率(或1比率)的导数或梯度，并不需要关于输入模式或二进制序列的知识。这样，该技术就可以应用于工作系统。另外，通过对二进制采样信号的0比率(或1比率)进行估计来测量模拟信号特性的系统能使用比BER测试仪简单的电路。例如，诸如图2的系统200之类的能测量0比率(或1比率)的系统不需要在诸如图1的系统100之类的位错误测量系统中所使用的错误比较器和本地模式发生器。

使用用于信号分析的0比率或1比率的一个优点是能确定电压Vtop和Vbase，电压Vtop和Vbase分别代表二进制值1和0。示波器通常提供对电压Vtop和Vbase的内置测量，但是当使用BER测试仪时，由于在采样信号和已知模式之间需要同步，所以这种测量可能是不现实的。使用0计数或1计数，可以通过选择在扫描线610的眼图中央的采样相位，并且使阈值电平VT分别位于给出75％和25％0比率的阈值电平，来测量电压Vtop和Vbase。应该注意到，确定电压Vtop和Vbase的分析不需要确定导数或扫描线密度。

可以使用如上所述确定的电压Vtop和Vbase来确定20％-80％上升沿持续时间。例如，确定20％-80％上升沿持续时间的过程可以首先将阈值电平VT设置为0.8*Vbase+0.2*Vtop，然后搜索眼图中央右边的相位Φ，该相位Φ给出等于稳定比率410的1/2的0比率。从该相位Φ减去位周期，这提供了上升沿的初始时刻tr1。该过程然后将阈值电平VT设置为0.2*Vbase+0.8*Vtop，并搜索眼图中央左边的相位Φ，该相位Φ达到的0比率等于稳定比率430和稳定比率440的平均值。这标识了上升沿的最终时刻tr2。上升沿持续时间是tr2-tr1的差。例如，为了得到10％-90％上升沿持续时间，可以使用其他VT值。也可以简单修改上述过程来得到相似的下降沿持续时间。搜索正确的0比率的方法可以是多种公知搜索算法中的任何一种。搜索算法的使用以及不计算导数就直接分析0比率，减少了为了达到期望的测量结果而必须采样的相位Φ和阈值电平VT组合的数目。

另一种可测量的模拟信号特性是过冲或下冲。过冲和下冲是表明波形中出现的激振量的信号参数。因为激振现象的特征在于中央眼图区域之外的波形行为，所以使用BER技术测量过冲和下冲是不实际的，但是0或1计数技术能测量这些参数。例如，为了测量过冲，系统可以在各种相位Φ处测量Vtop。可以根据信号DT的带宽选择被测的不同相位的数目。最大Vtop除以中央相位处的Vtop就是过冲。

掩码测试是示波器和BER测试仪的另一用途。掩码测试需要检测通过眼图禁止区域的信号扫描线。BER测试仪通常只能测试中央眼图区域之内的掩码。对诸如G比特以太网和光纤信道之类的重要通信标准指定的掩码也会指定在眼图上下的掩码区域。通常使用示波器完成对于这些掩码的测试。但是，0或1计数允许使用低成本的二进制采样电路来测试在中央眼图区域以内和以外的掩码区域。通过简单地设置对应于在眼图上面(或下面)的掩码区域中的点的参数VT和Φ，具有0或1计数器的系统能够在中央眼图上面或下面进行测试，并且对1(或0)的出现计数，1(或0)的出现表明了掩码失败。

虽然参考具体实施例描述了本发明，但是这些描述只是本发明应用的示例，而不应该被认为是限制。例如，虽然上述实施例集中在二进制数据信号的分析，但是相似的技术和电路可以分析其他信号，诸如时钟信号、归零编码数据信号或多电平编码数据信号。所公开实施例的特征的各种其他修改和组合也在本发明范围之内，本发明的范围由所附权利要求定义。

Claims

1.一种测试系统，包括：

模拟比较器，其被连接以将输出信号与可调整阈值电平相比较；

二进制采样器，其被连接以对来自所述模拟比较器的输出信号进行采样，其中所述二进制采样器具有可调整相位，所述可调整相位确定被采样信号的相位；和

计数器，其被连接以对来自所述二进制采样器的具有选定二进制状态的采样点进行计数。

2.如权利要求1所述的系统，还包括处理系统，其被连接以分析来自所述计数器的一组计数值，以确定所述输入信号的模拟特性。

3.如权利要求2所述的系统，其中所述处理系统通过识别下述可调整阈值的电平来确定代表二进制值的平均电压，所述可调整阈值电平提供了代表所述选定二进制状态的目标出现比率的计数值。

4.如权利要求2所述的系统，其中所述处理系统分析对应于一定范围的可调整阈值电平和一定范围的可调整相位的一组测量计数值，以生成所述输入信号的模拟电压的时间相关性的表示。

5.如权利要求4所述的系统，其中所述输入信号是二进制信号，并且所述表示包括表明所述输入信号的上升和下降沿的眼图。

6.如权利要求4所述的系统，其中所述处理系统确定所述测量计数值的导数。

7.如权利要求1所述的系统，其中所述输入信号具有所述测试系统中未知的模式。

8.如权利要求7所述的系统，其中所述输入信号代表一串二进制值，所述一串二进制值具有所述测试系统中未知的模式。

9.一种用于确定信号的模拟特性的方法，包括：

在第一范围内改变阈值；

在第二范围内改变相位；

对所述阈值和所述相位的每一个值，确定在所述相位处采样时电压高于所述阈值的信号的比率；以及

分析所述比率以确定所述信号的模拟特性。

10.如权利要求9所述的方法，其中分析所述比率的步骤包括通过识别下述阈值的电平来确定代表所述信号的二进制值的平均电压，所述阈值提供采样时高于所述阈值的电压的目标出现比率。

11.如权利要求9所述的方法，其中分析所述比率的步骤包括生成所述信号的模拟电压的时间相关性的表示。

12.如权利要求11所述的方法，其中所述信号是二进制信号，并且所述表示包括表明所述输入信号的上升和下降沿的眼图。

13.如权利要求11所述的方法，其中分析所述比率的步骤包括确定所述比率对所述可调整阈值的导数。

14.一种分析信号的方法，包括：

利用二进制采样器对所述信号进行采样，所述二进制采样器具有用于采样的可调整相位和可调整阈值，其中所述可调整阈值将与从所述二进制采样器输出的采样点的不同二进制状态对应的信号电平分离；

确定在从所述二进制采样器输出的所述采样点中选定的一种二进制状态的比率，所述比率中的每一个都是对所述可调整阈值和所述可调整相位的值的唯一组合确定的；以及

分析所述比率以确定所述信号的模拟特性。

15.如权利要求14所述的方法，其中分析所述比率的步骤包括通过识别下述可调整阈值的电平来确定代表所述信号的二进制值的平均电压：所述可调整阈值提供了所述选定二进制状态的目标出现比率。

16.如权利要求14所述的方法，其中分析所述比率的步骤包括生成所述信号的模拟电压的时间相关性的表示。

17.如权利要求16所述的方法，其中所述信号是二进制信号，并且所述表示包括表明所述输入信号的上升和下降沿的眼图。

18.如权利要求16所述的方法，其中分析所述比率的步骤包括确定所述比率对所述可调整阈值的导数。