CN1710900A - 降低无线信号动态范围的方法及装置 - Google Patents
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Abstract
在一种降低一多载波传输信号(12′)之动态范围之方法中，该信号系于一传输器中形成，且由二或多个载波所组成，该方法会决定该载波之不同信号结构时序。一延迟单元(100；D0，D1，...，DN－1)接着用来设定介于不同载波的信号结构时序之间的一延迟量变图，其系使用不同载波之信号结构或是其子结构彼此并未及时校准的方式。
Description
技术领域
本发明是关于一种用以降低多载传输信号的动态范围的方法和装置，该多载波传输信号是于传输器中形成，并且由二或多个载波所组成。
背景技术
现今已知移动无线系统中的基站会在下行链路(亦即从基站至移动无线站台之无线路径上)中发射多载波传输信号，多载波传输信号包含为不同移动台所设之信号流，多载波传输信号之特征是使用两个或多个载波(典型地是相邻频带)，并在载波间以信号流分隔。在很多移动无线系统的下行链路中都使用多载波信号传输，举例来说，GSM(移动通信全球系统)。多载波传输信号亦可于CDMA(码分多址)第三代移动无线系统的下行链路中使用，其系使用个别信号流的扩频编码进行用户分离。举例来说，在UMTS(全球移动通信系统)移动无信系统中的WCDMA(宽带码分多址)信号，便能使用UTRA FDD(全球地面无线接入频分双工)模式于下行链路中经由两个或多个频率信道传输，每一信道带宽为5MHz。
在UMTS标准中WCDMA下行链路信号的定义描述于3GPP标准TS 25.213 v5.3.0(2003-03)的“Spread and Mudulation”
「扩频与调制(FDD)」中。
由基站发射的下行链路信号，也就是说包含多载波传输信号，典型地必须遵照特定的品质要求。在UMTS方面，这些品质需求是关于描述于3GPP标准TS 25.104 v6.3.0(2003-06)的“Base Station(BS) radio transmission and reeption(FDD)”「基站(BS)无线传输和接收(FDD)」及TS 25.141 v6.2.0(2003-06)的“Base Station(BS)conformance testing(FDD)”「基站(BS)符合测试(FDD)」中的UTRA FDD模式，当使用特定参考信号时(其系于标准中定义)，便必须执行不同品质变量的测量，其中该测量值必须在标准中所描述的容忍范围之内。具有不同参考信号的五个不同测试模式(测试模式1至5)，且品质变量EVM(错误向量大小)、PCDE(波峰码域错误)及ACLR(相邻信道漏损功率比)系定义于上述的标准中。
于基站形成的多载波传输信号是由大量的信号流所组成，每一流都与一特定载波相关，依照在下文中做更进一步详细的解释，此多载波传输信号在经由天线发射出去前，亦必须被提升到所需的无线频率传输带，且必须由一功率放大器放大，在这过程中，由于多载波传输信号具有很宽的动态范围，且有大量的载波与其相关连，困难度因此提升。基站中的功率放大器，是受动态范围影响最大的组件，这是因为功率放大器必须具有一个线性响应覆盖其整个输入动态范围，如果功率放大器选择了极窄的线性输入动态范围，则就不能满足上述标准所描述关于发射信号的品质需求，这意味着：
-在传输多载波信号的基站中之功率放大器，必须具有「过度设计(overdesigned)」的线性输入动态范围，以便符合严苛的动态范围需求；
-一个过度设计的功率放大器需要一个更复杂的冷却系统；
-功率放大器的功率供给系统之需求会更严苛；
-功率放大器的电功率消耗甚大。
上述所有的项目都会增加网络操作者的成本，且在本文中必须注意到功率放大器典型地是基站中最贵的组件。
一个使用低成本具有较窄线性输入动态范围的功率放大器可能的方式，便是为每一载波的信号流提供专用功率放大器。在此方案中，个别功率放大器并不需要具有很宽的线性输入范围，然而此方法的缺点在于，需要大量功率放大器(每一载波一个功率放大器)，因此抵销了成本的优势。
另一个可能性便是降低多载波传输信号的动态范围。在此方案中，(单一)功率放大器可具有较窄线性输入动态范围。
第一个降低多载波传输信号动态范围的技术，便是在通带(passband)中或是低频带中的该多载波传输信号上叠加脉冲，其会补偿在多载波传输信号中的信号波峰，以便将其拉到所需阈值之内。此技术系发表于文件“Multi-Carrier WCDMABasestation Design Consideration-AmplifierLinearization and Crest Factor Control”「多载波WCDMA基站设计考量-功率线性化及波峰因子控制」-白皮书-Andrew Wright-PMC Sierra-2002年八月一日、“Rdducingthe Peak-to-Average Power Ratio in OFDM RadioTransmission System”「降低OFDM无线传输系统中波峰对平均功率比」-T.May，H.Rohling，Proc.IEEE VTC’98，Phoenix May 1998、以及“Additive Algorithm for Reductionof Crest factor”「降低波峰因子之附加算法」-N.Hentati，M.Schrader-5th International OFDM Workshop 2000，Hamburg。
另一个降低多载波传输信号动态范围之技术，系描述于文件「宽带CDMA系统中的削减效应以及波峰窗口的简单算法」-O.Vaananen，J.Vankka，K.Halonen，2002 World WirelessCongress。此文件提出当信号波峰出现时，多载波传输信号会被减弱，使得该信号会低于所需的阈值。
引用的技术的缺点是在于这些技术亦会导致多载波传输信号的非线性失真，(尽管一般公认亦会降低动态范围)。当使用这些技术时，必须小心确保由窄化该动态范围所产生的线性改善，不会在放大过程中被已经在多载波传输信号中出现的线性失真所抵销。
发明内容
本发明之目的在于描述一种降低多载波传输信号之动态范围的方法，其中该信号系于传输器中形成，且由两个或多个载波所组成。此方法会导致该多载波传输信号尽可能小的线性失真。本发明之另一目标在于提供一种降低多载波传输信号之动态范围的装置，并具有上述特征，其中该信号系于传输器中形成，且由两个或多个载波所组成。
本发明之目的可藉由独立权利要求的特征达成，本发明具优点的细节和发展于从属权利要求中描述。
根据权利要求1，多载波传输信号系考虑每一载波具有特定相关的信号流，该信号流具有相同的重复信号结构，且与相同载波相关的信号流具有共享的信号结构时序。一种像是此类降低多载波传输信号动态范围的方法，其系于一传输器中形成，且其步骤系包含决定载波的信号结构时序、延迟与每一载波相关的信号流，其系以不同载波之结构或是其子结构并未互相实时校准、以及藉由在该载波上之信号流的组合来产生多载波传输信号。
本发明是基于即便当不同的信号流(举例来说，亦可使用不同扩频码编码)发送时，这些发送时，这些信号流仍可包含具有互相相同信号值之特定信号片段，或在更一般的形式中并非随机的分布之特定信号片段。为了避免在载波上的信号流组合期间加上此类信号片段(这也就是说在多载波传输信号上形成一信号波峰)，这些并不需要同步化之信号流的信号结构(这也就是说他们不需要具有共享的信号结构时序)-这些是相关于不同载波的信号流-会彼此延迟，使得该信号结构或其子结构并未彼此及时校准，这意味着具有相同信号值或是未随机分布的信号值之信号片段，不会在多载波传输信号中同时出现，因此防止信号波峰之形成。
必须提到的是，在根据本发明降低多载波传输信号动态范围之方法中，在多载波传输信号中不会有不管什么因子所引起的非线性失真，因此公知技术中所知方法的缺点在根据本发明之方法便不会出现。
信号结构较佳地是帧或是时隙，在本例中，根据本发明之方法之执行是由不同载波(更精确地说：相关于不同载波之信号流)具有不同的帧时序或是不同的时隙时序。
当载波具有不同信号结构时序时(这也就是说不同帧或是时隙时序)，具有信号值之信号片段彼此及时校准仍是可行的，其中该信号值是不同载波非随机分布。藉由使用码片组以延迟每一相关于一载波之信号流使得彼此未及时校准，其中该码片组包含SF码片，其中SF为扩频因子，便能总是确保在不同载波中，具有非随机分布信号值之片段能及时分离，且因此异步地互相叠加。
本方法其中之一个优点细节之特征在于，该信号流包含一连续的码片，其系由符号的扩频编码所制造，且特征在于每一信号结构信号流或是子结构包含具有非随机出现码片的片段，尤其是由扩频码导引符号所获得。根据本发明之相关于一载波之信号流延迟，意指这些具有码片的片段并不会随机出现，也不会同时出现，使得在多载波传输信号中不会产生非分布大振幅的信号波峰。
很重要地，为了决定该载波的信号结构时序，这些时序由出现于信号路径早期之基站组件组发送出去是可行的。然而，根据本发明之方法之一较佳实施方式，其特征在于为了决定该载波之该信号结构时序，相关于载波之每一信号流会被叠加，该叠加信号流系关连于一参考序列，且该关连结果每一都会受到信号波峰侦测。在此实施方式中，该参考信号可为一同步序列，其系与该信号结构时序及时出现，且相关于该载波。
根据本发明用以降低该多载波传输信号之动态范围之装置，其中该多载波传输信号系于一传输器中形成且由两个或多个载波组成，且该载波具有两个或多个载波信号处理片段，每一载波信号处理片段具有一延迟组件，用以延迟相关于该载波之信号流。除此之外，该装置具有决定装置，用以决定该载波之信号结构时序，以及一评估装置，其系决定不同载波之个别延迟，作为决定信号结构时序之功能，且驱动具有个别延迟之延迟组件，其系使用不同载波之信号结构或是其子结构并未彼此及时校准。一组合器系用以组合该载波信号处理片段之输出，以便产生该多载波传输信号。
附图说明
根据本发明之装置将于下文中使用实施例并参照图式解释，其中：
图1所示为使用WCDMA之下行链路信号调制之信号路径图；
图2所示为公知技术中，用以传输多载波传输信号之基站设计方块图；
图3所示为根据本发明，用以传输多载波传输信号之基站设计方块图；
图4所示为图3所示之延迟单元之方块图，其具有依延迟时间计算单元；
图5所示为图4所示之延迟时间计算单元之一较佳实施方式；
图6所示为在基频中图3所示的电路及在天线中1至4载波信号之多载波传输信号之补偿累积分布功能(ccdf)图；
图7所示为UMTS标准之下行链路信道DPCH之帧及时隙结构图；
图8所示为信道P-SCH对时间之交叉关连输出信号图；
图9所示为公知技术及根据本发明，在测试模式1中四个载波之天线信号之补偿累积分布功能(ccdf)图；以及
图10所示为公知技术及根据本发明，在测试模式3中四个载波之天线信号之补偿累积分布功能(ccdf)图。
具体实施方式
本发明之实施方式的解释是关于根据UMTS标准所产生之WCDMA下行链路信号。必须提起的是本发明并未限制于下文所述之实施方式中，举例来说，其亦可在基于CDMA 2000标准之系统中施行。
图1所示为产生一单一载波之下行链路信号之调制图，该调制图系于3GPP标准TS 25.213 v5.3.0(2003-03)之「扩频与调制(FDD)」中定义。
m调制、扩频编码及加权下行链路信号系提供给一加法器AD，举例来说，该m扩频编码加权信号可为m个用户。每一m扩频编码加权信号系由一调制及扩频编码阶段Si之串联连接，以及乘法器Mi之串联连接所产生，其中i＝1，2，...，m。举例来说，图1所示为第一调制及扩频编码阶段S1之设计图，其它并联排列设计的调制及扩频编码阶段S2，S3，...Sm系与S1相同。
该调制和扩频编码阶段S1在输入端具有一串联/并联转换器1，该串联/并联转换器1于一第一下行链路信道中接收一位流2，并且将其转换为两个并联的位流，该两个并联位流会通过调制器3，其执行一调制程序(举例来说QPSK或是16 QAM)。一复合调制信号(I及Q成分)系于该调制器3之输出端产生，该复合调制信号的两个成分藉由乘上信道化码Cch，SF，m’分离，符号ch表示关于该位流的信道化码，符号SF代表扩频因子，而m’为抵达位流的标志，该信道化码Cch，SF，m’系为OVSF(正交变量扩频因子)扩频码，如同3GPP标准TS 25.213 v5.3.0(2003-03)之「扩频与调制(FDD)」之4.3小节所定义。
必须提到的是，在调制和扩频编码阶段S1，S2，...，Sm抵达之位流2可有不同的位率，不同信道化码Cch，SF，m’典型地系于个别调制及扩频编码阶段S1，S2，...，Sm使用，在信道化之后，每一信道具有相同的码片率3.84MHz。
两个信号成分接着由乘上该信号Q分支的虚部单元j转换，并且在一加法器4中加上I和Q成分以形成一复合数据流。此复合数据流系藉由一复合扰乱码Sd1，n扰乱，原则上，UMTS标准允许不同信道使用不同的扰乱码(这也就是说在调制和扩频编码阶段S1，S2，...，Sm中)，然而为了确保信道化码Cch，SF，m’之正交性，实作上在调制和扩频编码阶段S1，S2，...，Sm中系使用相同的扰乱码Sd1，n。
一调制扩频编码(也就是说信道化及扰乱过)复合信号系于每一调制和扩频编码阶段S1之点S产生，这些信号会由个别乘法器M1，M2，...，Mm乘上加权因子G1，G2，...，Gm，且如同已经提过的，会通过该加法器AD。
由该加法器AD发射的多信道信号5系输入另一加法器6，其中两个同步化信道P-SCH(主要同步化信道)及S-SCH(次要同步化信道)在适当加权(加权因子分别是Gp和Gs)之后叠加。一复合多信道信号系于点T产生，其具有叠加之同步化码P-SCH及S-SCH。用以产生此复合多信道信号之电路片段在图1中系以参考符号DK表示。
在点T以码片时钟频率产生之信号系于一单元7中分离成实部信号成分Re(T)及其虚部信号成分Im(T)，两个信号Re(T)及Im(T)之实数值信号系于相同RRC滤波器8(平方根提升余弦滤波器，其具有22％的滚降因子)形成。两个频谱形成的信号系利用乘法器9分别使用无线频率信号cos(wt)及sin(wt)混合成所需的载波频率w，且加上并通过一功率放大器PA，由该功率放大器PA发送之该信号系经由一天线10传输。
图1中所示的信号处理路径，是关于经由一载波频率w之单一载波传输的多信道信号，图2所示则为已知基站而不具有天线10的设计图，其经由一总共N个不同的载波传播大量的多信道信号，其系以载波0、载波1、...、载波N-1描述，相关的信号处理电路系以T0，T1，...，TN-1表示，且分别对应图1所示的信号处理路径，相同的组件或是具有相同效应的组件系以与图1中相同的参考符号表示。
功率放大器PA之输出系通过一求和阶段11，该求和阶段11加上由该个别载波信号处理电路T0，T1，...，TN-1所接收之传输信号，以形成一多载波传输信号12，其系由天线10传输。
如图2所示的电路设计因此对应图1所示之信号处理路径的N次拷贝，该个别载波频率w0，w1，...，wN-1可由例如5MHz分离，因为每一功率放大器PA仅需要放大一载波之多信道信号，因此与图1之功率放大器PA相比，因应其输入动态范围之线性并不需要更严苛的需求，然而，其缺点在于必须使用N功率放大器PA。
在图3所示的电路设计中，每一由该RCC滤波器8所射出之多信道信号系由混合阶段13混合成特定中间频率ej2πf0t或是ej2πf1t，...，ej2πfN-1t，在该中间频率带中，介于该个别载波间的频率分离总是对应介于该载波频率w0，w1，...，wN-1之间的所需频率分离。该加法器11加上这些中间频率信号，此会导致在该中间频率带中产生一多载波传输信号14，此多载波中间频率信号系于该乘法器9中位移至所需的载波频率带，该多信道功率放大器MCPA放大该多载波无线频率信号12，其系于该乘法器9之输出产生，如同所述，该多信道功率放大器MCPA需要比图2中的功率放大器还要宽相当多的输入动态范围，其带有一线性特征。
举例来说，与图2相比，于该多载波功率放大器MCPA输入之该多载波传输信号动态范围，比在图2之功率放大器PA输入之个别载波传输信号动态范围还要大上1dB，为了允许多载波功率放大器MCPA之有效成本实施，必须要在输入该多载波功率放大器MCPA前，降低该多载波传输信号。
图4所示为根据本发明之电路设计，用以降低在多载波功率放大器MCPA输入之多载波传输信号动态范围，每一载波信号处理电路T0’，T1’，...，TN-1’具有一延迟组件100或是D0，D1，...，DN-1，其输入系连接至个别载波信号处理电路中之该点T，且其输入系连接至该个别载波信号处理电路之RRC滤波器8。除此之外，该电路具有共享延迟时间计算单元101，该延迟时间计算单元101计算该延迟D0，D1，...，DN-1，且发送该计算延迟至该个别延迟组件100或是D0，D1，...，DN-1。
为了帮助了解本方法延迟时间计算单元101之运作，WCDMA信号之信号结构系如图7所示，所有出现在点S之调制扩频码信号系组织入帧R1，R2，...，其具有10ms的延续时间，每一帧R1，R2，...系分入15个时隙SL1，SL2，...，SL15，每一时隙SL1，SL2，...，SL15包含2560个码片，带有SF指示该扩频因子，一群SF码片在扩频编码前对应在该调制数据中之一符号，在UMTS标准中最大扩频因子SF系为SF＝512。
时隙时钟频率是由第一同步化信道P-SCH及第二同步化信道S-SCH预设，具有码片长度SF＝256之码片群系在两个同步化信道中之每一时隙之起始处传输，在该第一同步化信道P-SCH中之该码片群或是同步化序列是相同的，且系标示为psync，在该第一同步化信道S-SCH中，每帧会传输15秒同步化序列ssync之相同序列。
该信号结构/子结构之时序(帧或时隙或码片群)对图1至3中每一载波都相同，但可互相有所差异。延迟时间计算单元101于个别载波信号处理电路T0’，T1’，...，TN-1’中，计算延迟组件100或是D0，D1，...，DN-1之延迟D0，D1，...，DN-1，作为在个别载波信号处理电路T0’，T1’，...，TN-1’中多信道信号之信号结构时序功能，以此方式，产生于该加法器11之输出之该多载波传输信号12’之动态范围便会降低。
根据本发明之第一实施方式，在延迟时间计算单元101之个别载波信号处理电路T0’，T1’，...，TN-1’中之信号结构时序，能经由控制信号102发送，该延迟时间计算单元101接着从该接收信号结构时序计算所需时间位移(延迟D0，D1，...，DN-1)。
根据本发明之第二实施方式，该信号结构时序系从在载波信号处理电路T0’，T1’，...，TN-1’中之点T接收之多信道信号计算。为了此目的，这些多信道信号系经由数据链接103通过该延迟时间计算单元101，该延迟时间计算单元101使用接收多信道信号，以每一载波信号处理电路T0’，T1’，...，TN-1’中计算该信号结构时序(帧或时隙或SF码片群)。
图5所示为第二实施方式之延迟时间计算单元101可能的设计形式。该延迟时间计算单元101具有N个关联器C0，C1，...，CN-1以及N个峰值侦测器PD0，PD1，...，PDN-1由关联器连接至下行链路，该峰值侦测器PD0，PD1，...，PDN-1之输出系通过一决定单元104，其决定该延迟D0，D1，...，DN-1。
端视不管为个别载波信号处理电路T0’，T1’，...，TN-1’之帧时序、时隙时序或是包含SF码片之码片群时序系于该延迟时间计算单元101中计算，该抵达之多信道信号会关联于适当的参考信号，举例来说，如果该时隙边界已决定，则已知第一同步化信号P-SCH之同步化码psync系用作为该参考信号。具有第二同步化信道S-SCH该同步化码ssync之交叉关联可被执行，以便决定该帧边界，举例来说，在藉由计算该SF码片之倍数所决定之该SF码片该时隙边界后。
图8所示为在一关联器C0，C1，...，CN-1之输出端的关联信号，其系当使用该第一同步化信道P-SCH之同步化序列psync作为该参考序列时。在关联响应中的峰值代表该时隙边界，这些时隙边界系由个别峰值侦测器PD0，PD1，...，PDN-1所示别，该峰值侦测器PD0，PD1，...，PDN-1发送该时隙边界之时隙对应一共享时基，该峰值侦测器PD0，PD1，...，PDN-1之输出可为码片计数器之数值n0，n1，...，nN-1，其系由所有峰值侦测器PD0，PD1，...，PDN-1分享，且其计算系由每一码片增量，介于该信号结构/子结构时序间之差异，便能因此计算关于帧(38400码片)、时隙(2560码片)或是关于一扩频因子SF之影响(举例来说最大允许扩频因子SF＝512码片)。
这些数值n0，n1，...，nN-1(也就是说关于在该个别载波信号处理电路T0’，T1’，...，TN-1’中之一共享时基信号结构/子结构时序)系发送至延迟决定电路104，该延迟决定电路104分析不同载波间时间结构(帧/时隙/SF码片组成的码片群)之间的时间关系，并决定适当的延迟D0，D1，...，DN-1。
下文解释为何预先设定在个别载波信号处理电路T0’，T1’，...，TN-1’中之不同延迟D0，D1，...，DN-1可使多载波传输信号之动态范围降低。
如果在由载波信号处理电路T0’，T1’，...，TN-1’中发送的信号中码片的出现系完全随机，便不可能藉由这些信号适当之时间延迟来降低在该多载波传输信号12’内的动态范围，然而这并非WCDMA的例子，3GPP标准TS 25..211 v5.4.0(2003-06)之「实体信道及传输信道映至实体信道(FDD)」，说明了特定位系用作为DPCH(DPCH：专用实体信道)信道中信号结构之引导位，在相同的时隙期间，与相同服务等级相关的所有DPCH信道，使用相同序列的引导位，与不同服务等级相关的DPCH信道同样地亦使用相同序列的引导位。
即便每一DPCH信道系使用不同的OVSF信道化码扩频，在每一信道化码中的第一码片具有+1的值，这表示在DPCH信道加法期间(同一个服务等级)，引导位之第一码片系增加，且导致一个很大的信号波峰，此很大的信号波峰出现于每一帧每一时隙中。必须注意的是，此信号波峰出现于256码片区块之第一码片中，与假设的扩频因子SF值无关，如果SF＝128，则信号波峰会发生于第一位及第128位，如果SF＝64，信号波峰会发生于第一位、第64位、第128位...等在该256码片区块之位。
如果在UMTS标准中，不同DPCH信道能互相在256码片倍数中出现时间偏差，也就是说，关于图7，这表示τDPCH，m’-τDPCH，m”＝nx256码片，其中m’和m”表示不同的DPCH信道，在典型的情况下，例如测试模式1及3(定义于3GPP TS 25.141 v6.2.0(2003-06)之「基站(BS)符合测试(FDD)」)，这能表示DPCH通报并非全部附加，有些引导位将与数据位重叠(此即随机分布位)，且因此不能产生信号波峰，除此之外，有些引导位仍能于相同时间(重叠)出现，使得信号波峰会出现在每一时隙、每一帧...等中。
另一方面，介于载波间的时间校准能导致信号波峰在同样的周期在所有的载波中出现，这些信号波峰系于多载波传输信号中附加，以形成更大的信号波峰，其具有较大的可能性出现于每一时隙中之相同位置。
信号功率的分布可藉由所谓的互补累积分布功能(ccdf)说明，图6所示为图3之电路之ccdf，其中在关于测试模式3中D-0＝D1＝...＝DN-1＝0的情况下(也就是说在个别载波信号中没有根据本发明之延迟)。在N＝1，2，3，4，的情况下，该ccdf系示于该天线中，且该曲线BBAND表示在基频(BBAND)之点T上一单一载波信号之ccdf，其系分别在载波信号处理电路T0’，T1’，...，TN-1’之内。Y轴表示瞬间信号功率大于X轴之值的可能性。
举例来说，ccdf＝10-4之值系作为一信号之动态范围之定义之机率值，图6所示为该基频信号BBAND在点T相对于其rms值(均方根)具有一动态范围大约为12dB，除此之外，必须注意当接续信号处理考虑进去时(N＝1的曲线)，该动态范围会多1dB，如同图6所示，上述提到在动态范围内之增加，出现在考虑两或多个(N＝2，3，4)载波时。
图9和图10所示为具有N＝4之多载波传输信号之ccdf，分别不使用和使用根据本发明之方法。图9系关于测试模式1，而图10系关于测试模式3。ccdf＝10-4的的动态范围的减少可大于2dB(详见图10)，仿真的计算也显示出在测试模式3，根据本发明的方法使得品质辨变量EVM从11.7％改善至6.7％，且品质变量PCDE由-37.9dB改善至-43.7dB，必须注意的是，在根据本发明之多载波传输信号之动态范围之减少，在没有任何信号失真下即可达成。
图9和图10所述根据本发明之情况系由如下达成：首先，发现四个不同载波之信号结构时序系相对于256码片结构互相校准，为了消减此校准，，该延迟系设定为D0＝0码片、D1＝3码片、D2＝7码片以及D3＝12码片，图9和图10的曲线系使用此延迟量变曲线获得，其它同样地打破关于结构的载波信号的时间校准的延迟值亦可使用。
因为个别载波信号关于SF＝256码片结构的校准，在实行方面系于峰值侦测器PD0，PD1，...，PDN-1使用模运算-256计数器，当在一巨大时间周期(时隙或帧)发生时间位移时，便需要对应的情况。
必须注意的是，根据本发明之方法可与公知技术中所描述「信号失真」方法组合，这尤其是在当根据本发明之方法本身不能导致所需的动态范围减少完全达成，但由其它已知方法所引起的信号失真能无任何困难地被接受(亦即不会违反品质要求)时会具有优势。
Claims (17)
1.一种降低多载波传输信号(12’)的动态范围的方法，该信号系于一传输器中形成且由二或多个载波组成，其中
每一载波具有特定关连的信号流(2)，
该信号流(2)具有相同重复信号结构，以及
关连于相同载波之信号流(2)具有一共享信号结构时序，
其步骤系在于：
决定该载波之该信号结构时序；
延迟与一载波关连之信号流，使得不同载波之该信号结构或是该信号结构之子结构彼此并未及时校准；以及
藉由组合该载波之信号流产生该多载波传输信号(12’)。
2.如权利要求1所述之方法，其特征系在于该载波被转换成非重叠频率带。
3.如权利要求1或2所述之方法，其特征系在于该信号结构为一帧(R1，R2)或是一时隙(SL1，...，SL15)。
4.如前述权利要求其中之一所述之方法，其特征系在于该子结构系为包含SF码片的码片群，其中SF为一扩频因子。
5.如前述权利要求其中之一所述之方法，其特征系在于
该信号流(2)包含一序列码片，由符号之扩频编码所产生，以及
在每一信号结构或是子结构之该信号流，包含具有非随机出现码片的片段，尤其是由扩频编码导引符号所获得。
6.如前述权利要求其中之一所述之方法，其特征系在于为了决定该载波之该信号结构时序：
关连于该载波之该信号流是每一被叠加；
该叠加信号流系关联于一参考序列；以及
该关联结果每一需接收信号波峰侦测。
7.如权利要求6所述之方法，其特征系在于每一载波更包含一关连同步化信号(P-SCH，S-SCH)，其中一同步化序列系与该信号结构时序及时出现，且该同步化序列系作为该参考序列。
8.如前述权利要求其中之一所述之方法，其特征系在于该多载波传输信号(12’)系为一WCDMA信号，尤其是一多载波传输信号系准备用于在该UMTS标准下之FDD模式。
9.一种降低一多载波传输信号(12’)之动态范围的装置，该信号系形成于一传输器中，且由二或多个载波组成，其中
每一载波具有特定关连的信号流(2)，
该信号流(2)具有相同重复信号结构，以及
关连于相同载波之信号流(2)具有一共享信号结构时序，
其具有：
二或多个载波信号处理片段(T0’，T1’，...，TN-1’)，每一载波信号处理片段(T0’，T1’，...，TN-1’)具有一关连延迟组件(100；D0，D1，...，DN-1)，用以延迟关连于该载波之该信号流；
-决定装置(101；C0，...，CN-1，PD0，...，PDN-1)，用以决定该载波之该信号结构时序；
-评估装置(101；104)，其决定不同载波之个别延迟，作为决定信号结构时序之一功能，且驱动具有个别延迟之该延迟组件(100；D0，D1，...，DN-1)，而使得该不同载波之信号结构或是此类信号结构之子结构彼此并未及时校准之方法；以及
-组合器(11)，接收由该载波信号处理片段(T0’，T1’，...，TN-1’)之输出，以便产生该多载波传输信号(12’)。
10.如权利要求9所述之装置，其特征系在于每一载波信号处理片段(T0’，T1’，...，TN-1’)具有一频率混合阶段(13)，其中该载波信号处理片段(T0’，T1’，...，TN-1’)之该混合阶段转换该载波成为非重叠频率带。
11.如权利要求9或10所述之装置，其特征系在于该信号结构系为一帧(R1，R2)或是一时隙(SL1，...，SL15)。
12.如权利要求9至11其中之一所述之装置，其特征系在于该子结构系为包含SF码片的码片群，其中SF为一扩频因子。
13.如权利要求9至12其中之一所述之装置，其特征系在于
每一载波信号处理片段(T0’，T1’，...，TN-1’)具有二或多个扩频编码器，其使用符号之扩频编码以产生该信号流(2)作为一序列之码片，以及
在每一信号结构或是子结构之该信号流，包含具有非随机出现码片的片段，尤其是由扩频编码导引符号所获得。
14.如权利要求9至13其中之一所述之装置，其特征系在于每一载波信号处理片段(T0’，T1’，...，TN-1’)具有：
-组合器(AD，6)，其叠加关连于该载波之该信号流，
-关联器(C0，...，CN-1)，其关联于具有一参考序列之该叠加信号流，尤其是具有关连于该载波之一同步化信号，以及
-信号波峰侦测器(PD0，...，PDN-1)，其使该关联结果接受信号波峰侦测。
15.如权利要求14所述之装置，其特征系在于该组合器(AD，6)更叠加一同步化信号(P-SCH，S-SCH)于该彼此叠加的信号流，其中一同步化序列系与该信号结构时序及时出现，且该同步化序列系作为该参考序列。
16.如权利要求9至15其中之一所述之装置，其特征系在于一放大器(MCPA)，用以放大该多载波传输信号(12’)。
17.如权利要求9至16其中之一所述之装置，其特征系在于该装置系设计用来产生一WCDMA多载波传输信号(12’)，尤其是一多载波传输信号系准备用于在该UMTS标准下之FDD模式。
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