CN1710846A - 用于正交频分多址系统的上行链路的用户组导频分配方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种用于正交频分多址系统的上行链路的用户组导频分配方法，包括步骤：(1)在发送端将U_G个用户构成一个用户组，所述用户组中的每个用户利用正交码作为导频序列，所述导频序列的长度V等于用户组单个用户的导频数目，并且这些用户共享导频子载波的位置P_G；(2)在一个时隙的不同位置上设置U_G个导频，并且这些导频位置分别对应于U_G个用户；(3)接收端对所述U_G个导频位置分别进行频域信道估计；(4)所述接收端通过时域插值，利用得到的U_G个导频位置的频域信道估计，得到一个时隙的频域信道估计。

Description

用于正交频分多址系统的 上行链路的用户组导频分配方法

技术领域

本发明涉及一种在多用户接入正交频分多址的无线通信系统的上行链路时的低开销信道估计算法。

背景技术

正交频分多址系统的原理是通过子载波区分多用户，这样可以提供动态的用户容量，并能降低相邻小区之间的干扰。它已经被802.16e采纳，极有可能应用到未来移动通信(B3G)系统中。

对于OFDMA系统的上行链路来说，技术难点之一就是同步跟踪不同用户的信道。与下行链路不同的是，在上行链路中基站接收到的信号是来自于多个用户的信号的叠加，它们各自经历了不同的衰落信道，这是一个很不利的因素。因此，通常不能采用下行链路中的方法，即多用户共享相同的导频符号。进而，针对下行链路提出的信道估计算法也不再适合在上行链路中使用，尤其是当单个用户占用的子载波数很小的时候。在OFDMA系统中常采用跳频技术来获得分集增益，这样也会给上行的信道估计增加难度。因为这样一个用户的相邻子载波之间的间隔可能超过相干带宽，导致频域插值算法失效。此外，由于不同用户的信号的多普勒频移不同，子载波之间的正交性被破坏，导致系统性能下降。综合考虑以上因素，设计一个低开销、能够适应不同车速、并且同时保证系统性能可靠的导频是十分必要的。

发明内容

针对现有技术中存在的问题，本发明提出了一种低开销的用户组导频设计方法，适用于正交频分多址的无线通信系统，尤其是从移动台到基站的上行多用户接入。

根据本发明，提供了一种用于正交频分多址系统的上行链路的用户组导频分配方法，包括步骤：

(1)在发送端将U_G个用户构成一个用户组，所述用户组中的每个用户利用正交码作为导频序列，所述导频序列的长度V等于用户组单个用户的导频数目，并且这些用户共享导频子载波的位置P_G；

(2)在一个时隙的不同位置上设置U_G个导频，并且这些导频位置分别对应于U_G个用户；

(3)接收端对所述U_G个导频位置分别进行频域信道估计；

(4)所述接收端通过时域插值，利用得到的U_G个导频位置的频域信道估计，得到一个时隙的频域信道估计。

根据本发明的技术方案，通过两个或多于两个的用户形成组，共享导频位置，在每个用户低导频开销的前提下，即使在高车速下，也能保证用户组内每个用户高的信道估计精度。而且，在每个用户的导频符号(PS)数目有限时，采用本发明的算法，可以提高每个用户的信道估计精度。

附图说明

下面结合附图并参照具体实施方式来描述本发明，其中：

图1是本发明的用户组构成原理示意图；

图2是本发明采用的传输时隙结构示意图。

具体实施方式

本发明提出的用户组导频设计方法在一个时隙内进行，实现无线系统上行链路多用户接入的信道估计。

图1是本发明在发送端采用的用户组构成原理示意图。不失一般性，发送端结合2个用户User 0和User 1形成组，即U_G＝2。其中所述的2个用户，第i个用户的导频和数据子载波的位置下标为S_i＝{μ_i+v·d|v＝0，…，V}，μ_i，v，d∈Z，μ_i∈{0，1，…，d-1}，i＝0，1，即第i个用户的导频和数据子载波共有V个，μ_i为起始位置，d为相邻的两个导频或数据子载波之间的位置间隔。在用户组内，共享导频子载波的位置P_G0＝S₀或S₁，用户组内不同用户使用正交码作为导频序列，序列长度为V，等于用户组单个用户的导频数目。由于形成用户组，导频信息每个用户增多2倍，可以在时隙的不同位置放入2个导频。接收端采用某种信道估计算法(如时域最小二乘算法)得到用户组内每个用户导频位置的信道估计，然后采用时域插值利用2个位置的已知估计信息，得到整个时隙的信道估计。

由于用户组共享导频位置，每个用户的导频位置扩大到2个OFDM符号，这些导频符号可以合适地插入到时隙中。至于每个用户的信息，依然映射到其相应的子载波。

除此之外，如果每个用户信道的多径数目为L，那么用户组内的用户数U_G和导频的符号数V要满足U_G·L≤V。

可以使用以下的正交沃尔什码对作为User 0和User 1的导频序列：

{t₀(k)}＝[11111111-1-1-1-1-1-1-1-1]

{t₁(k)}＝[1-1-111-1-11-111-1-111-1]

该沃尔什码对经过验证满足本发明中对用户导频序列的要求。

图2是本发明在发送端采用的传输时隙结构示意图。在一个时隙的始端和末端，User 0和User 1的导频符号分别在子载波S₀和S₁处重叠。可以在接收端采用时域最小二乘算法来估计重叠的信道信息【公式1】：

【公式1】

${{\hat{b}}_{\mathrm{LS}}}^i={\left(T^i{\tilde{W}}^i\right)}^{+}(T^i{\tilde{W}}^i{h}^i+w^i)=h^i+{\left(T^i{\tilde{W}}^i\right)}^{+}{w}^i=[{\hat{h}}_0^i;{\hat{h}}_1^i]i=\mathrm{0,1}$

这里 $h^i=\left[\begin{array}{c}{h^i}_0\\ {h^i}_1\end{array}\right]={({\mathrm{\γ}}_{\mathrm{0,0}}^i,{\mathrm{\γ}}_{\mathrm{0,1}}^i,\·\·\·,{\mathrm{\γ}}_{0,L-1}^i,{\mathrm{\γ}}_{1,0}^i,{\mathrm{\γ}}_{1,1}^i,\·\·\·,{\mathrm{\γ}}_{1,L-1}^i)}^T$ 是第i个用户在导频子载波的位置P_G0＝S₀和S₁处的时域信道冲击响应，w^j是零均值、方差为σ²I的加性高斯白噪声，Tⁱ＝[T₀ ⁱ，T₁ ⁱ]是第i个用户在导频子载波的位置P_G0＝S₀和S₁处的导频符号。

$\begin{array}{cc}{T}_0^i=\left[\begin{array}{cccc}{t}^i\left(S_0\left(0\right)\right)& 0& \·\·\·& 0\\ 0& t^i\left(S_0\left(1\right)\right)& & 0\\ \·& \·& & \·\\ \·& \·& & \·\\ \·& \·& & \·\\ 0& 0& \·\·\·& t^i\left(S_0(V-1)\right)\end{array}\right]& \end{array}{T}_1^i=\left[\begin{array}{cccc}{t}^i\left(S_1\left(0\right)\right)& 0& \·\·\·& 0\\ 0& t^i\left(S_1\left(1\right)\right)& & 0\\ \·& \·& & \·\\ \·& \·& & \·\\ \·& \·& & \·\\ 0& 0& \·\·\·& t^i\left(S_1(V-1)\right)\end{array}\right]i=\mathrm{0,1}$

${\tilde{W}}^i=\left(\begin{array}{cc}{W}_0^i& 0\\ 0& W_1^i\end{array}\right)$ 是傅立叶变换矩阵。

$\begin{array}{cc}{W}_0^i=\left[\begin{array}{ccccc}{e}^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{N}{S}_0^i\left(0\right)M_{\mathrm{0,0}}^i}& \·& \·& \·& e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{N}{S}_0^i\left(0\right)M_{0,L-1}^i}\\ e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{N}{S}_0^i\left(1\right)M_{\mathrm{0,0}}^i}& \·& \·& \·& e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{N}{S}_0^i\left(1\right)M_{0,L-1}^i}\\ \·& \·& \·& \·& \·\\ \·& \·& \·& \·& \·\\ e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{N}{S}_0^i(V-1)M_{\mathrm{0,0}}^i}& \·& \·& \·& e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{N}{S}_0^i(V-1)M_{0,L-1}^i}\end{array}\right]& \end{array}{W}_0^i=\left[\begin{array}{ccccc}{e}^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{N}{S}_1^i\left(0\right)M_{\mathrm{1,0}}^i}& \·& \·& \·& e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{N}{S}_0^i\left(0\right)M_{1,L-1}^i}\\ e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{N}{S}_1^i\left(0\right)M_{\mathrm{1,0}}^i}& \·& \·& \·& e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{N}{S}_0^i\left(1\right)M_{1,L-1}^i}\\ \·& \·& \·& \·& \·\\ \·& \·& \·& \·& \·\\ e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{N}{S}_1^i\left(0\right)M_{\mathrm{1,0}}^i}& \·& \·& \·& e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{N}{S}_0^i(V-1)M_{1,L-1}^i}\end{array}\right]i$

然后采用【公式2】分别得到每个用户在导频位置P_G0＝S₀和S₁处的频域信道估计：

【公式2】

$\begin{array}{cc}{\hat{H}}_0^i=W_0^i{\hat{h}}_0^i& {\hat{H}}_1^i=W_1^i{\hat{h}}_1^i\end{array}$ i＝0.1

第i个用户整个时隙的频域信道估计，可以采用对

和

进行时域插值的方法来得到。由于用户组内两个用户共享导频符号的位置，在时隙的始端共享User 0的导频符号位置，在时隙的末端共享User 1的导频符号位置，这样对于每个用户来说，导频信息增多2倍。在每个用户的导频符号数目有限时，采用本发明的方法可以提高每个用户的信道估计精度。

经过仿真验证，在子载波个数为1024、载频2GHz、系统带宽16MHz、OFDMA时隙长度为5个OFDM符号、信道模型为ITU-RVehicular A、多种车速条件下的参考系统上行链路中，采用本发明的方法，将两个用户形成一个用户组，每个用户使用16个子载波，导频开销为20％。当BER是10-3时，与理想信道估计相比，本发明在车速为60km/h时的性能下降为1dB，在车速为120km/h时的性能下降为3dB。另外，当车速为120km/h时，在参考系统中使用时频二维线性信道估计算法的MSE性能与本发明的性能几乎相似，但是导频开销是40％，即本发明的两倍。

仿真结果表明，采用本发明的导频分配方法可以准确地估计信道状况，并且可以有效抵抗多普勒频移的影响。

Claims (5)

1、一种用于正交频分多址系统的上行链路的用户组导频分配方法，包括步骤：

(1)在发送端将U_G个用户构成一个用户组，所述用户组中的每个用户利用正交码作为导频序列，所述导频序列的长度V等于用户组单个用户的导频数目，并且这些用户共享导频子载波的位置P_G；

(2)在一个时隙的不同位置上设置U_G个导频，并且这些导频位置分别对应于U_G个用户；

(3)接收端对所述U_G个导频位置分别进行频域信道估计；

(4)所述接收端通过时域插值，利用得到的U_G个导频位置的频域信道估计，得到一个时隙的频域信道估计。

2、根据权利要求1所述的方法，其中每个用户信道的多径数目为L，用户组内的用户数U_G和导频的符号数V满足U_G·L≤V。

3、根据权利要求1所述的方法，其中U_G等于2。

4、根据权利要求1所述的方法，其中在步骤(2)中通过时域最小二乘算法得到每个导频位置的信道估计。

5、根据权利要求1所述的方法，其中所述正交码为沃尔什码。

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