CN1708918A - 藉适应性低通滤波预处理频道估算向导符号的装置及方法 - Google Patents

Abstract

本发明是关于一种用于预处理频道估算向导符号(110)的装置(10；21)，该等向导符号(110)是由一基站传输而由一移动式无线装置接收，且可用于该移动式无线装置中。该装置(12；21)包含一低通滤波装置(11，12，13，14)以滤波已接收的向导符号(110)，其中该低通滤波装置(11，12，13，14)是依据该移动式无线装置与该基站间的相对速度而设定。

Description

藉适应性低通滤波预处理频道估算向导符号的装置及方法

本发明是关于一种装置与方法，以藉由适压性低通滤波的方式而预处理由一基站所传输与由一移动式无线装置所接收的、以及该移动式无线装置已知的向导符号。

在移动式无线装置系统中，信号是以多重路径的形式传播，且该等路径对该信号的影响可以利用线性时间变量转换的形式加以描述，然诸如此类的信号失真会使得该基站与该移动式无线装置间的正确数据侦测无法达成；基于此一原因，例如在以总体行动电话(UniversalMobile Telecommunicaiton System，UTMS)标准为基础的数据传输的情形中，常藉由向导信号的辅助来估算频道失真(共同向导频道；Common Pilot Channel，CPICH)。向导信号是传输自基站的信号，且藉由向导符号即可连续传输相同的向导符号或是由两个不同向导符号所形成的连续循环图样。

在一个简单的频道模式中，移动式无线装置所接收的符号r_k在数学上可以表示为：

r_k＝S_k·C_k+n_k                                          (1)

在此例中，S_k表示自该基站传输的符号、C_k为频道参数、而n_k为噪声成分；该频道参数C_k描述在传输频道中的该等符号S_k的旋转延伸，整数指针k表示该等符号的时间次序。在式(1)中的所有变量皆代表复数(complex number)。

当然，式(1)亦可应用于所传输的向导符号；当忽略噪声成分n_k时，频道参数C_k可藉由已接收的向导符号r_k与已知的向导符号S_k之共轭复数相乘而决定；在该移动式无线装置接收了已传输符号后，传输频道对于该等已传输符号的影响即可利用式(1)而藉由此方式所获得的频道参数C_k加以估算。然而，在无线装置频率接收器中的实体效应表示所接收的信号是嘈杂的，因此频道参数C_k估算的准确性相当有限。

为了提升频道估算的准确性，可采用最佳适压性算法，最佳适压性算法将考虑到传输频道的相关统计参数，例如在邻近频道值与噪声之间的相关性。

基本上，习知的频道估算器是以两种原理为基础。

在第一类的频道估算器中，不对传输频道的统计特性做任何假设或特定假设(ad-hoc assumption)；举例而言，由于该等频道估算器可设计为利用具有固定、最佳化复杂度的滤波器，因此该等频道估算器的复杂度较低。然而，当实际的频道特性与假设的主要部分不同时，利用固定的估算系数所产生的结果便不符合要求。

当估算过程须受到严格要求的管制时，则使用第二类的频道估算器。

该等频道估算器可以适压性地设定其特性，换言之，该等频道估算器的系数与各别时间实际存在的频道条件互相匹配；举例而言，此类频道估算器包含适压性维纳频道估算器(adaptive Wiener channelestimators)。适压性频道估算器的操作方法可产生良好结果，但需要较高的复杂度来达到系数适压性之最佳化。

因此，本发明的目的在于提供一种可预处理频道估算之向导符号的装置，而该装置则可具有相对较低的复杂度；另一目的则是说明一种向导符号的预处理方法。

本发明的目的可以藉由独立之权利要求1与12的特征而达成，而本发明的进一步发展与细节则于权利要求的附属项中加以说明。

基本上，频道估算必须考量到信号噪声比(signal-to-noiseratio)以及频道特性的动态变化；然而，研究已显示频道动态对于频道估算处理结果的影响显然比信号噪声比的影响更大，因此在某些情形中可不需匹配用于现存信号噪声比的频道估算器。

频道特性对时间的变化导致向导信号频域变宽，这些频道特性对时间的变化特别是由于移动式无线装置与基站之间的相对移动而产生，因此，在频域中该移动式无线装置所接收的向导符号具有都卜勒频谱(Doppler spectrum)的形式，其频宽则与该移动式无线装置与基站之间的相对速度有关。举例而言，在UMTS标准中，若该移动式无线装置的相对速度为500km/h，则向导符号的频宽约为1kHz，而在此例中，向导符号率(pilot symbol rate)则为15kHz，其显然高于所有相关速度的信号频宽。

在接收器中所产生的噪声在频谱上会均匀分布于该向导信号的频宽，且可藉由低通滤波而降低其功率。理论上，低通滤波所使用的低通滤波器切断(cutoff)频率可与已接收的向导符号的瞬时都卜勒频宽匹配，其导致相关信息未经滤波即可传递通过该低通滤波器，而可理想抑制高于切断频率的适压性噪声。

在向导符号的低通滤波期间，必须记忆导致传递时间延迟的低通滤波。由于频道估算所使用的以低通滤波向导符号是在先前获得，且频道状态已因速度而明显改变，而若无其它的方式，纯低通滤波会使频道估算变得更糟；因此必须在低通滤波与传递时间延迟之间找出一个折衷方式。

根据本发明，所述的装置是以对所得向导符号滤波的方式而考量频道动态，其中所述的滤波是与在该移动式无线装置与该基站之间所测量到的相对速度有关。为了对该基站所传输以及该移动式无线装置所接收的向导符号进行滤波，本发明装置具有一低通滤波装置，该低通滤波装置可设定为该移动式无线装置相对速度的函数。

特别是，该低通滤波装置亦考量接收器端的向导符号的信号噪声比而加以设定。

举例而言，该低通滤波器的设定形式为设定其滤波系数或是设定该滤波向导符号的估算单元。举例而言，为使传播时间延迟较短，当该移动式无线装置的相对速度较高时，可仅提供少量的低通滤波器之执行；相形之下，当该移动式无线装置的相对速度较低时，由于此情形的频道变化非常缓慢，因而对该传播时间延迟的要求则较不严格，此时向导符号的有效滤波则变得更为重要。

因此，所述的装置根据该移动式无线装置的瞬时相对速度而产生向导符号，该等向导符号可针对频道估算处理而加以最佳化预处理。此外，根据本发明，由于低通滤波装置的设定仅基于一项准则或是少量准则而执行，使得本发明装置的复杂度较低，因而根据本发明，所述的装置具有相当低的复杂度。

在本发明之低通滤波之后，实际的频道估算可藉由已接收向导符号与已知向导符号的共轭复数的相乘而执行；根据上述式(1)与后续的文字说明，可藉由此一相乘方式而计算该频道参数。

亦可在本发明之低通滤波之前，其执行上述的相乘步骤。

整体而言，上述的两频道估算处理间并无不同。

根据本发明，所述的装置在操作时必须测量该移动式无线装置与该基站间的相对速度，而习知该项技艺之人士以之多种不同的测量方法；举例而言，可根据该向导信号的都卜勒频谱而决定此速度。

根据本发明的较佳详细说明，一个具有两个或更多低通滤波单元的串联电路被馈以已接收的向导符号，各低通滤波单元的输出端具有一分接器以读取已滤波的向导符号，且该等已滤波向导符号是依据该移动式无线装置与该基站间的相对速度之一函数而被分接。

一般而言，亦可在本发明之串联电路后端配置另一低通滤波器，较佳为可用以分接该等向导符号的低通特性，虽然此方式也会产生较大的传播时间延迟；因此，通常在该移动式无线装置的相对速度较高时，会进一步执行分接，以尽可能保持短传播时间延迟。当移动式无线装置的相对速度较低时，向导符号的有效滤波则较为重要，因此在此情形中，在进一步处理之前，该等向导符号会通过两个或更多低通滤波单元。

上述方式的优势在于个别的低通滤波单元所需的复杂度相当低，然而该装置仍可与外部频道特性产生适压性匹配。

较佳为，藉由一开关装置而于一低通滤波单元的输出处执行分接。

习知的频道估算器常与FIR(Finite Impulse Response，有限脉冲响应)滤波器共同配置，然而该等滤波器较为复杂(至少在设计为能够与频道状态匹配时)；基于此一原因，在本发明的低通滤波单元中最好是使用较不复杂的IIR(Infinite Impulse Response，无线脉冲响应)滤波器。

将低通滤波单元的滤波系数设定为固定亦可进一步降低该低通滤波装置的复杂度；此外，此一构想亦有利于将低通滤波单元设计为实体上相同。

本发明的一较佳细节说明了低通滤波单元具有一标准化的群组延迟时间，特别是，该群组延迟时间标准化为一个符号。

根据本发明的另一较佳细节，各低通滤波单元具有两个或更多串联连接的低通滤波器与一乘法器，该乘法器连接于信号路径中以乘上一预定因子；所述的乘上一预定因子可将振幅转换函数标准化。

本发明的一特别实例的特征在于一预测单元，该预测单元具有连接以形成两个或更多分接器，且特别是形成配置在该等低通滤波单元输出处的所有分接器；根据同时到达该预测单元的向导符号即可计算出后续的向导符号估算值，特别是计算出在此时刻抵达本发明装置的向导符号。由于经过该等低通滤波单元的向导符号的有限延迟时间代表了只有先前的向导符号可以在该等低通滤波单元的输出处被分接，因此此方式特别有利于该移动式无线装置相对速度较高的情况，当该相对速度较高时，即有利于预测各别时间的有效向导符号，而这是由于频道特性快速变化的原因。

该预测单元有利于藉由多项式外插法而自已滤波的向导符号计算出下一个向导符号，特别是该多项式外插法是一线性或平方外插法。

上述串联连接的低通滤波单元的一个替代方式是，该低通滤波装置亦可由一FIR滤波器形成，而该FIR滤波器的系数是可变的；该等滤波器系数是根据前述的准则为基础而设定。

在该基站与该移动式无线装置间的信号传输最好是以UMTS标准为基础。

根据本发明的频道估算器具有一种计算单元与一种根据本发明的装置；该计算单元是用于将已接收的向导符号乘上已知向导符号的共轭复数，而如先前所述者，其可用以产生频道参数。根据本发明的装置是连接在该计算单元的上游或下游处。

本发明的方法是用于预处理频道估算向导符号，欲预处理的向导符号原本是由一基站传送，并由一移动式无线装置接收，且该移动式无线装置已知该基站所传输的该等向导符号。基于本发明方法的构想，由一低通滤波装置对已接收的向导符号执行低通滤波，在此例中，该低通滤波装置是依据该移动式无线装置与该基站间的相对速度而设定，且特别是依据接收器端的信号噪声比而设定。

本发明的方法可针对频道估算而最佳化预处理已接收的向导符号；此外，本发明的方法更具有较低的复杂度。

本发明将参考下列图式而于下文中举一实例加以详细说明，其中：

图1说明本发明装置的原理以及其于一移动式无线装置中的执行方式；

图2根据本发明的第一较佳实施例，说明本发明装置的电路示意图；

图3说明一低通滤波单元11至14的转换函数实例；

图4为一低通滤波单元11至14的群组延迟时间对频率的关系图；以及

图5根据本发明的第二较佳实施例，说明本发明装置的电路示意图。

图1示意性说明了本发明装置的原理以及其于一移动式无线装置中的执行方式；在下文所说明的本发明较佳实施例中，基站与移动式无线装置间的数据传输是基于UMTS标准。

抵达一RAKE接收器1的片段(chip)100接着连续传递至一解密(descrambling)单元2、至一解展频(despreading)单元3以及至一“整合与转储(integrate and dump)”单元4，该等片段100即以此方式而转化为符号101。当CPICH频道传输向导符号102时，该等向导符号102则传递至用以决定相对速度的单元5以及传递至一频道估算器6。该单元5是用以测量该移动式无线装置与该基站间的相对速度；该频道估算器6是藉由以所测量的相对速度为一函数之一控制信号103的方式而配置，举例而言，在此例中，可在该频道估算器6配置6a、6b与6c间做一选择。在下文中将根据本发明的两实施利而说明该频道估算器6的两种可能方式，以图2至图5示意性说明该两实施例。在各配置6a、6b与6c中，该频道估算器6计算出一频道参数104而馈送至一权重(weighting)单元7，该频道参数104是用于该权重单元7中以去除由该频道所引起的符号101失真，并产生可进行进一步处理的符号105。

图2则根据本发明的第一较佳实施例而说明本发明装置10的电路示意图；举例而言，该装置10可整合于如图1所示的频道估算器6中。

在该装置10中，具有四个串联排列的低通滤波单元11、12、13与14，各该低通滤波单元11至14的输出侧则连接至一转换开关15。

向导符号110由输入侧馈送至该等低通滤波单元11至14串联电路中的第一低通滤波单元11，该转换开关15是由该控制信号103控制，该转换开关15的输出处则发送向导符号111。

在本实施例中，该等低通滤波单元11至14实体上相同，各该等低通滤波单元11至14含有三个串联排列且实体上相同的IIR低通滤波器。

举例而言，参考符号是供应至图2所示的低通滤波单元11中所含的IIR低通滤波器16，该IIR低通滤波器16的下游连接至一加法器17的输入，该加法器17同样由一反馈路径而馈送，该反馈路径中配置一延迟组件18与一除法器19，该除法器19将其输入值除以4。

该等低通滤波单元11至14中的各该三个IIR低通滤波器下游处皆连接至一乘法器20，该乘法器对其输入使用的因子为27/64。

该等低通滤波单元11至14的行为类似IIR低通滤波器，且具有下列的频率域转换函数H_{11，...，14}(z)：

$H_{11,...14}\left(z\right)=\frac{27}{64-{48z}^{-1}+{12z}^{-2}-z^{-3}}---\left(2\right)$

决定该转换函数H_{11，...，14}(z)的系数，使得该群组延迟时间为1符号，且频段内(in-band)增益为0dB。

该IIR低通滤波器16与其它所有实体上相同的IIR低通滤波器具有下列的频率域转换函数H₁₆(z)：

$H_{16}\left(z\right)\frac{1}{1-\frac{z^{-1}}{4}}---\left(3\right)$

该乘法器20执行乘上27/64的乘法运算，以标准化该振幅转换函数；此因子亦可趋近为因子32/64＝1/2，在此情形中，可藉由一简单的位移操作而执行乘法运算。

如前所述，各低通滤波单元11至14的群组延迟时间是一符号，当一已滤波的向导符号在该低通滤波单元11的输出处被分接时，将导致此一向导符号相对于其于装置10中的抵达时间延迟了一个符号；若该已滤波的向导符号在该低通滤波单元14的输出处被分接时，该向导符号将被延迟四个符号。

该转换开关15是由该控制信号103设定，如先前关于图1的说明，该控制信号103是得自该移动式无线装置与该基站间的相对速度量测；将该转换开关15设定为相对速度的函数可选择低通滤波单元11至14的输出来分接该等已滤波的向导符号111。

若相对速度较高，则选择较早的分接器以维持低通滤波所产生的该等向导符号传播延迟时间为低；若相对速度较低，则可产生该等向导符号之良好滤波效果，因此可选择位于更下游的分接器。因此，必须在有效噪声抑制与容许信号传播延迟时间之间执行分接，而在选择各别分接器时，是根据该移动式无线装置当时的相对速度。

特别是，在设定该转换开关15时，亦可考量信号噪声比。

为决定一频道参数104，须根据前述式(1)与关于式(1)的文字说明而将已接收的向导符号乘上已知向导符号的共轭复数，此一乘法运算可由该装置10上游或下游处的频道估算器6执行。

图3与图4说明了该等低通滤波单元11至14的转换函数与其群组延迟时间对频率的关系图；该等低通滤波单元11至14的3dB频率是3.7kHz。为了从图3推论在数个低通滤波单元之后的分接器转换函数，必须由低通滤波单元的各别对图3所示的转换函数取幂(exponentiated)。

图2为根据本发明的第二较佳实施例而用以说明本发明装置21的电路示意图。举例而言，该装置21与该装置10的整合方式相同，亦可整合于图1所示的频道估算器6中。

该装置21是由低通滤波单元11至14所形成，具有与装置10的相同串联结构，装置10与装置21仅具有某些排列上的差异；因此在该装置21中，与该装置10相同的组件部分是以相同的组件符号表示。

该装置21与该装置10的不同处在于，该装置21进一步处理了该等低通滤波单元11至14输出处所产生的已滤波向导符号。在该装置21中，该等低通滤波单元11至14的输出连接至一预测单元22，在同一时刻由该低通滤波单元12与14所发送的向导符号则藉由该预测单元22中的除法器25与26而被分为2，在执行除法运算之后，加法器23与24将该等向导符号与在同一时刻由该低通滤波单元11所发送的向导符号相加，其具有的数学性质符号与该低通滤波单元14所产生者相反。

该预测单元22对该等低通滤波单元11至14所发送的向导符号进行线性外插计算；若在一假设时刻抵达该装置21的目前向导符号110被分配一接续指针N，而该等低通滤波单元11、12、13与14在同一时刻所产生的向导符号估算值具有指针N-1、N-2、N-3与N-4；利用这些数值，即可执行一线性回归(linear fitting)过程，以计算出可将四个估算数值平方距离最小化的直线。该预测单元22可产生该直线针对指针N而假设的值，因此该预测单元22可于其输出处产生目前向导符号110的估算值。

该预测单元22所执行的外插法处理是与该等低通滤波单元11至14输出处所分接的数值线性相关，因此其具有FIR滤波器的结构。所得的该等数值1、1/2、0与-1/2是用于此一FIR滤波器的系数，此一FIR滤波器是使用该预测单元22所设定的参数。该等系数可藉由位移操作的方式而以一简单方式执行。

一转换开关27是用于选择该预测单元22所发送的向导符号或是该低通滤波单元14所发送的向导符号；该控制信号103是用以控制该转换开关27。

由于该装置21中的该转换开关27的输入侧具有两极(pole)，所需要的是在该移动式无线装置的低与高相对速度间做出一双边决定(binary decision)；若相对速度低，则使用低通滤波单元14之后的分接器，反之，若相对速度高，则使用该预测单元22的输出值。

图2与图5所示的装置10与21在设计上具有高度自由度，特别是，基于速度等级的考量，可改变与最佳化外插多项式的次幂与预测用的支持点。

Claims (24)

1.一种用于预处理频道估算向导符号(110)的装置(10；21)，其中该等向导符号(110)是由一基站传输而由一移动式无线装置接收，且该移动式无线装置已知该等向导符号(110)，该装置具有一低通滤波装置(11，12，13，14)以滤波已接收的向导符号(110)，其中该低通滤波装置(11，12，13，14)是依据该移动式无线装置与该基站间的相对速度而设定，且特别是依据接收器端的信号噪声比而设定。

2.如权利要求1所述的装置(10；21)，其特征在于该装置具有：

一串联电路，馈以已接收的向导符号(110)，并具有两个或更多低通滤波单元(11，12，13，14)，其中在各低通滤波单元(11，12，13，14)后具有一分接器以读取已滤波的向导符号，且该分接器是依据该移动式无线装置的相对速度而选择该等已滤波向导符号。

3.如权利要求2所述的装置(10；21)，其特征在于：

该等低通滤波单元(11，12，13，14)包含IIR滤波器。

4.如权利要求2或3所述的装置(10；21)，其特征在于：

该等低通滤波单元(11，12，13，14)具有固定的滤波系数。

5.如权利要求2至4中任一项或多项所述的装置(10；21)，其特征在于：

该等低通滤波单元(11，12，13，14)实体上相同。

6.如权利要求2至5中任一项或多项所述的装置(10；21)，其特征在于：

该等低通滤波单元(11，12，13，14)具有相同的群组延迟时间，特别是，所述的群组延迟时间标准化为一符号。

7.如权利要求2至6中任一项或多项所述的装置(10；21)，其特征在于：

各低通滤波单元(11，12，13，14)具有两个或更多串联连接的低通滤波器(16)与一乘法器(20)，其中该乘法器(20)是连接于信号路径中，以乘上一预定因子。

8.如权利要求2至7中任一项或多项所述的装置(10；21)，其特征在于：

该装置具有一预测单元(22)，该预测单元藉由连接而馈以两个或更多已滤波的向导符号，以形成两个或更多分接器，且该预测单元自该等已滤波的向导符号计算一后续向导符号估算值。

9.如权利要求8所述的装置(10；21)，其特征在于：

该预测单元(22)藉由已分接的滤波向导符号多项式外插法而计算下一个向导符号，其中该多项式外插法特别是一线性或平方外插法。

10.如权利要求1所述的装置(10；21)，其特征在于：

该低通滤波装置包含一具有可变系数的FIR滤波器。

11.如前述权利要求中任一项或多项所述的装置(10；21)，其特征在于：

该基站与该移动式无线装置间的信号传输是根据UTMS标准为基础。

12.一种频道估算器，该频道估算器具有一计算单元以相乘已接收的向导符号与已知的向导符号共轭复数，该频道估算器更具有一种如前述权利要求中任一项或多项所述的装置(10；21)，其中该计算单元与该装置是串联连接。

13.一种用于预处理频道估算向导符号(110)的方法，其中

该等向导符号(110)是由一基站传输而由一移动式无线装置接收，且该移动式无线装置已知该等向导符号，以及

由一低通滤波装置(11，12，13，14)对已接收的向导符号进行低通滤波，其中该低通滤波装置(11，12，13，14)是依据该移动式无线装置与该基站间的相对速度而设定，且特别是依据接收器端的信号噪声比而设定。

14.如权利要求13所述的方法，其特征在于：

已接收的向导符号(110)通过一串联电路，该串联电路具有两个或更多低通滤波单元(11，12，13，14)，其中在各低通滤波单元(11，12，13，14)后具有一分接器以读取已滤波的向导符号，且该分接器是依据该移动式无线装置的相对速度而选择该等已滤波向导符号。

15.如权利要求14所述的方法，其特征在于：

该等低通滤波单元(11，12，13，14)包含IIR滤波器。

16.如权利要求14或15所述的方法，其特征在于：

该等低通滤波单元(11，12，13，14)具有固定的滤波系数。

17.如权利要求14至16中任一项或多项所述的方法，其特征在于：

该等低通滤波单元(11，12，13，14)实体上相同。

18.如权利要求14至17中任一项或多项所述的方法，其特征在于：

该等低通滤波单元(11，12，13，14)具有相同的群组延迟时间，特别是，所述的群组延迟时间标准化为一符号。

19.如权利要求14至18中任一项或多项所述的方法，其特征在于：

各低通滤波单元(11，12，13，14)具有两个或更多串联连接的低通滤波器(16)与一乘法器(20)，其中该乘法器(20)是连接于信号路径中，以乘上一预定因子。

20.如权利要求14至19中任一项或多项所述的方法，其特征在于：

该装置具有一预测单元(22)，该预测单元藉由连接而馈以两个或更多已滤波的向导符号，以形成两个或更多分接器，且该预测单元自该等已滤波的向导符号计算一后续向导符号估算值。

21.如权利要求20所述的方法，其特征在于：

该预测单元(22)藉由已分接的滤波向导符号多项式外插法而计算下一个向导符号，其中该多项式外插法特别是一线性或平方外插法。

22.如权利要求13所述的方法，其特征在于：

该已接收向导符号穿经一具有可变系数的FIR滤波器。

23.如权利要求13至22中任一项或多项所述的方法，其特征在于：

该基站与该移动式无线装置间的信号传输是根据UTMS标准为基础。

24.一种频道估算方法，其中已接收的向导符号与已知向导符号的共轭复数相乘，以及在相乘前后执行一种如权利要求13至23中任一项或多项所述的方法。

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