CN1688120A - 定时跟踪装置,接收装置,定时跟踪和调整方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种定时跟踪装置，接收装置，定时跟踪和调整方法。该定时跟踪装置利用早采样点和迟采样点的数据计算定时误差。该定时跟踪装置包括一数据分离器，用于将训练序列的早采样点和迟采样点数据分别从接收数据中分离出来，一（τ/T_c）计算器，用于依照数据分离器分离的训练序列数据计算（τ/T_c），一均值器，用于计算n个子帧的（τ/T_c）的均值，和一定时误差计算器，用于根据均值器输出的均值，计算定时误差。

Description

定时跟踪装置，接收装置，定时跟踪和调整方法

技术领域

本发明涉及一种无线通信系统中的定时跟踪装置，接收装置，定时跟踪和调整方法，特别涉及一种在时分同步码分多址(TD-SCDMA)移动终端中的定时跟踪装置，接收装置，定时跟踪和调整方法。

背景技术

在数字移动通信系统中，为了正确接收基站(BS)发送的信息，移动终端(UE)必须以正确的时钟信息对接收信号进行周期性采样及数据帧解析，即实现本地产生的PN码与接收到的信号中的PN码同步，也就是需要实现与基站的下行同步。移动终端的下行同步分为同步建立和同步跟踪两个阶段。

(1)同步建立阶段

移动终端在一开始并不知道基站是否发送了信号，因此，需要一个搜捕过程，即在一定的频率和时间范围内搜索和捕获基站发送的同步训练序列，并根据同步训练序列确定数据帧的位置及采样时钟相位。这一阶段也称为同步建立。也就是要把对方发来的信号与本地信号在相位之差纳入同步保持范围内，即在一个码片范围内。

(2)同步跟踪阶段

一旦完成这一阶段后，则进入同步跟踪过程，即继续保持同步，不因外界影响而失去同步。也就是说，无论何种因素两端的相位发生偏移，只要发生偏移的相位之差在同步保持范围内，都能通过同步跟踪来估计同步偏移，并实时调整终端采样时钟的相位，使接收端的PN码跟踪发端的PN码变化，即保持两者的相位之差小于一个码片的几分之一。

常用的同步跟踪方法是基于迟早门的定时误差检测器的延迟锁相环和τ-抖动环两种。它们都属于提前-延后类型的锁相环。锁相环的作用由收到的信号与本地产生的两个相位差(提前及延后)的信号进行相关运算完成。延迟锁相环是采用两个独立的相关器，而τ-抖动环则采用分时的单个相关器。这种常用的同步跟踪方法的缺点是调整速度和相位抖动是一对矛盾量。如果要求调整速度快时，将有比较大的相位抖动；如果需要有较小的相位抖动，那么相应的调整速度也将变慢。因此，有必要提供一种具有速度快、抖动小等的同步跟踪装置。

发明内容

鉴于上述缺点，本发明的目的在于提供速度快且相位抖动小的定时跟踪装置，接收装置，定时跟踪和调整方法。

本发明的一方面在于提供一种定时跟踪装置，其利用早采样点和迟采样点的数据计算定时误差，包括一数据分离器，用于将训练序列的早采样点和迟采样点数据分别从接收数据中分离出来，一

计算器，用于依照数据分离器分离的训练序列数据计算

一均值器，用于计算n个子帧的的均值，和一定时误差计算器，用于根据均值器输出的均值，计算定时误差。

本发明的另一方面在于提供一种接收装置，其具有如上所述的定时跟踪装置，其利用该定时跟踪装置计算的定时误差调整定时。

本发明的另一方面在于提供一种定时跟踪方法，其包括训练序列数据分离步骤，利用数据分离器，将训练序列的早采样点和迟采样点数据分别从接收数据中分离出来，

计算步骤，利用

计算器，依照数据分离器分离的训练序列数据计算 均值步骤，利用均值器，计算n个子帧的的均值，和定时误差计算步骤，利用定时误差计算器，根据均值步骤的结果，计算定时误差。

本发明的另一方面在于提供一种定时调整方法，其包括利用如上所述的定时跟踪方法计算出的定时误差调整定时的步骤。

依照本发明，因为定时误差不为0时早采样点和迟采样点有不同的功率/幅度，一旦定时跟踪环收敛在定时精度允许范围内时，也就是定时误差小于需求精度时，早采样点和迟采样点的功率/幅度差将小于一个固定的门限值。因此，具有有速度快、相位抖动小等优点，可以有效地保持下行同步在一精度范围要求内，从而有效规避由接收机同步调整跟踪失败导致的系统通信质量下降乃至通信中断。

附图说明

图1为多径信道的功率-时延图。

图2为依照本发明的接收装置的结构框图。

图3为定时跟踪装置的结构框图。

图4为TD-SCDMA子帧结构图。

图5为TD-SCDMA时隙结构图。

图6为DwPTS的结构图。

图7为基于FFT的实现方法的

计算器的结构框图。

图8为基于相关的实现方法的 计算器的结构框图。

具体实施方式

如图2所示，依照本发明的接收装置包括一射频前端21，一自动增益控制器22，一模数转换器23，一根生余弦滤波器24，一接收机26和定时跟踪装置25。射频前端21，自动增益控制器22，模数转换器23，根生余弦滤波器24和接收机26的结构和功能和现有技术相同，在此不详细描述其构造。该定时跟踪装置25从根生余弦滤波器24接收迟、早采样点的两路数据，依照该接收的数据估计定时误差。这里，迟、早两路采样点是针对理想采样点而言的。该定时跟踪装置25获得的定时误差输入模数转换器23，对定时进行调整。定时误差的估计需要过采样的两路数据，接收机接收正常的数据解调需要一路采样数据，所以用本发明中的接收装置至少需要过采样三倍采样数据。

本发明中的定时跟踪的原理是因为定时误差不为0时，早采样点和迟采样点有不同的功率/幅度，那么早、迟采样点的不同功率/幅度能被用于估计定时误差。一旦定时跟踪环收敛在定时精度允许范围内时，也就是定时误差小于需求精度时，早采样点和迟采样点的功率/幅度差将小于一个固定的门限值。所估计的定时误差都是针对迟采样点和早采样点的中间的那个采样点而言的。

在实际通信系统中，信号从发射端经过不同的反射路径到达接收端，形成多径信号。多径信号的不同传播路径会造成不同的传播时延，即多径效应。如图1给出了一个多径信道的功率-时延图，其中，多径信号中包含了三个显著不同的路径，以下称为有效径分量。本发明中定时跟踪方法可以跟踪任何一个有效径，但优选为跟踪第一有效径，使接收机在数据解调时能应用尽可能多的有效径信息，提高接收机数据解调的性能。下面，仅以跟踪第一有效径进行说明。

图3显示了依照本发明的定时跟踪装置25的结构框图。如图3所示，该定时估计装置25包括一数据分离器251，一 计算器252，一均值器253和一定时误差计算器254。

数据分离器251将训练序列的早采样点和迟采样点数据分别从接收的整个子帧数据中分离出来，获得早采样点的训练序列数据和迟采样点的训练序列数据。由于在多数数字移动通信系统中，信道估计可以由训练序列来完成，而在TD-SCDMA系统中(子帧结构如图4所示)，下行数据可以应用的训练序列包括midamble或者DwPTS部分的SYNC-DL数据。因此，在TD-SCDMA系统中可以直接应用midamble或者SYNC-DL的早、迟采样数据来执行定时误差估计。图5显示了TD-SCDMA的时隙结构，midamble为该TD-SCDMA时隙中的144码片。SYNC-DL位于图6所示的DwPTS中。

因此，数据分离器251获得的训练序列数据可以是midamble数据，也可以是SYNC-DL数据。本发明的最佳实施例是数据分离器251分离出时隙中144码片的midamble中的后128码片的数据。下面，以数据分离器251分离midamble的实现为例进行介绍，它对SYNC-DL的实现同样是适用的。

计算器252根据从数据分离器251输入的midamble部分的早、迟采样数据估计出早、迟采样数据的功率，并根据估计出的功率计算 midamble部分的早、迟采样数据分别记为e_{mid_e}(n)，n＝1，2，Λ，128和e_{mid_l}(n)，n＝1，2，Λ，128 可以用公式表示为：

$\hat{G}(\mathrm{\τ}/T_c)=[{\hat{R}}^2\left(\frac{\mathrm{\τ}-\mathrm{\Δ}}{T_c}\right)-{\hat{R}}^2\left(\frac{\mathrm{\τ}+\mathrm{\Δ}}{T_c}\right)]/[{\hat{R}}^2\left(\frac{\mathrm{\τ}-\mathrm{\Δ}}{T_c}\right)+{\hat{R}}^2\left(\frac{\mathrm{\τ}+\mathrm{\Δ}}{T_c}\right)]---\left(1\right)$

这里，T_c和τ分别是码片周期和定时误差误差。Δ是迟采样点、早采样点与理想采样点的时间差。 是R(τ)的估计结果。对于采用根升余弦滤波器来说，当a＝0.22，

$R\left(\mathrm{\τ}\right)=\frac{\sin (\mathrm{\π\τ}/T_c)}{(\mathrm{\π\τ}/T_c)}\·\frac{\cos (0.22\mathrm{\π\τ}/T_c)}{1-4\·{0.22}^2{\mathrm{\τ}}^2/T_c^2}---\left(2\right)$

计算器252的实现有两种方法。实现方法1是基于FFT的实现方法来计算

本发明将其称之为基于FFT的定时跟踪(FFT Based TimingTracking)方法，图7显示了基于该方法的结构框图。实现方法2是基于相关的实现方法来计算 本发明将其称之为基于相关的定时跟踪(Correlation Based Timing Tracking)方法，图8显示了基于该方法的结构框图。下面将详细地分别介绍这两种实现方法。

如图7所示，基于FFT的实现方法来计算 的

计算器252，包括用于计算早采样数据的功率的信道估计器71，第一个有效径抽取器72和功率计算器73，用于计算迟采样数据的功率的信道估计器71，第一个有效径抽取器72和功率计算器73，加法器75，减法器74和除法器76。

当早采样数据输入信道估计器71时，该信道估计器71根据接收的midamble和本地的midamble计算出信道冲击响应。在信道估计器71中，信道冲击响应h_e能被下式来计算，

     h_e＝IFFT[FFT(e_{mid_e})./FFT(_mid)]                 (3)

这里，h_e＝[h_e(1)，h_e(2)，…，h_e(128)]是估计的信道冲击响应，e_{mid_e}＝[e_{mid_e}(1)，e_{mid_e}(2)，…，e_{mid_e}(128)]是接收的midamble数据的早采样数据部分，L_{mid_e}＝[l_mid(1)，l_mid(2)，…，l_mid(128)]是本地的midamble数据。FFT()、IFFT()分别表示对括弧中的数据序列做快速傅立叶变换和反变换。

信道估计器71计算出的信道冲击响应输入到第一个有效径抽取器72中。第一个有效径抽取72器根据已知的用户码道信息(也就是用户时隙中的任一码道)来抽取信道轮廓窗中的第一个有效径(信道轮廓窗中的第一个值被默认为第一有效径)。在本发明中，所用的码道序号的缺省值是在用户时隙中的用户的最小的码道。抽取的位置能由下式来计算：

          N_extact＝112-(K-k_user)*W           (4)

这里，K是一个小区中最大的midamble移位值的个数。W是两个相邻的miamble的移位值。k_user表示在用户时隙中的最小码道的序号。当最大的midamble移位值的个数是K时，

( 表示小于·的最大的整数)。如果考虑用TSO的beacon码道来实现基于FFT的定时跟踪，N_extact＝0是一固定的值。

功率计算器73计算出所抽取的第一有效径的功率值：

             P_e＝|h_e(N_extact)|²              (5)

同样，迟采样数据功率同样通过一信道估计器71，一第一个有效径抽取器72和一功率计算器73来计算，其结构与早采样数据功率的计算所采用的结构相同。不同之处在于计算时所用的接收数据是迟采样的midamble数据。迟采样数据功率记为：

             P_l＝|h_l(N_extact)|²              (6)

加法器75，减法器75和除法器76根据早采样数据的功率和迟采样数据的功率计算 用公式表示为：

$\hat{G}(\mathrm{\τ}/T_c)=\frac{P_e-P_l}{P_e+P_l}---\left(7\right)$

如图8所示，基于相关的实现方法来计算

的的 计算器252’，包括用于计算早采样数据的功率的相关器81和功率计算器82，用于计算迟采样数据的功率的相关器81和功率计算器82，移位midable生成器86，加法器84，减法器83和除法器85。

移位midable生成器86根据基本midamble码和用户的码道信息来生成移位midable码。它的生成过程包括复数midabmle的生成和移位midamble的生成。

复数midabmle的生成为将基本的midamble转换成复数midamble码的过程，复数midamble码被描述为：

           m(n)＝jⁿ*m(n)；n＝1，2，...，128   (8)

这里，m(n)是基本midamble的二进制表示。

移位midamblem_l(n)可以表示为：

$m_l\left(n\right)=\left\{\begin{array}{c}\underset{\‾}{m}(n+(K-k_{\mathrm{user}})*W);\mathrm{when\; n}+(K-k_{\mathrm{user}})*W\≤128\\ m(n+(K-k_{\mathrm{user}})*W-128);\mathrm{when\; n}+(K-k_{\mathrm{user}})*W>128\end{array}---\left(9\right)\right.$

这里，n＝1，2，Λ，128。K是一个小区中最大的midamble移位值的个数。W是两个相邻的midamble的移位值。k_user表示在用户时隙中的最小码道的序号。当最大的midamble移位值的个数是K时， ( 表示小于·的最大的整数)。如果考虑用TSO的beacon码道来实现基于相关的定时跟踪，(K-k_user)*W＝112是一固定的值。

移位midable生成器86生成的移位midable码输入相关器81中。相关器81计算出移位midamble和接收的早采样的midamble的相关结果。早采样数据的相关结果R_e能表示为：

$R_e=\underset{n=1}{\overset{128}{\mathrm{\Σ}}}{m}_l\left(n\right)*{e^{*}}_{\mathrm{mid}\_e}\left(n\right)---\left(10\right)$

该相关结果R_e输入功率计算器82中。功率计算器82根据输入的相关结果计算出来所抽取的第一有效径的功率值：

                P_e＝|R_e|²                   (11)

迟采样数据功率同样通过一相关器81和一功率计算器82来计算，其结构与早采样数据功率的计算所采用的结构相同。不同之处在于计算时所用的接收数据是迟采样的midamble数据。

迟采样数据的相关结果R_l能表示为：

$R_l=\underset{n=1}{\overset{128}{\mathrm{\Σ}}}{m}_l\left(n\right)*{e^{*}}_{\mathrm{mid}\_l}\left(n\right)---\left(12\right)$

迟采样数据的功率记为：

            P_l＝|R_l|²                        (13)

加法器84，减法器83和除法器85根据早采样数据的功率和迟采样数据的功率计算 用公式表示为：

$\hat{G}(\mathrm{\τ}/T_c)=\frac{P_e-P_l}{P_e+P_l}---\left(14\right)$

计算器252计算出的 输入均值器253中。均值器253计算n个子帧的

的均值，其结果可表示为：

${\hat{G}}_n(\mathrm{\τ}/T_c)=\frac{1}{n}\mathrm{\Σ}\hat{G}(\mathrm{\τ}/T_c)---\left(15\right)$

这里，n是为计算

均值的子帧的个数。n的最小值可以是1。当定时变化在允许的精度需求(例如1/8码片)的范围内，n值越大，

均值就越接近统计均值。

定时误差计算器254根据均值器253的结果计算定时误差。该计算有两种实现方法：

第一种实现方法是跟踪环路对定时进行固定步长调整。这里，调整的定时误差值是根据门限值T和调整步长值α来计算的。定时误差

可以用下式来计算：

${\hat{T}}_{\mathrm{offset}}=\left\{\begin{array}{c}-\mathrm{\&alpha;},{\hat{G}}_n(\mathrm{\&tau;}/T_c)<-T\\ 0,-T\&le;{\hat{G}}_n(\mathrm{\&tau;}/T_c)\&le;T\\ \mathrm{\&alpha;},{\hat{G}}_n(\mathrm{\&tau;}/T_c)>T\end{array}\right.---\left(16\right)$

这里，

的单位为码片。这个估计值用于调整下一个子帧的定时。第二种实现方法是跟踪环路对定时进行非固定步长调整。

这里，调整的定时误差值是根据门限值T、调整步长值α和过采样倍数S_n(也就是采样时钟频率)来共同计算的。

这里， 表示小于·的绝对值的最小整数，sign[·]表示·的符号。T为门限值，它可由上述提到的两种方法来确定；K为S曲线的斜率，如上所述。

当系统的过采样倍数与需求的精度的关系为1/S_n＝α时，第二种实现方法与第一种方法是完全等同的。

当系统的过采样倍数与需求的精度的关系为1/S_n＜α时，第二种实现方法定时误差的收敛效果优于第一种方法。

对于上述的两种方法，门限值和调整步长值可以根据定时的精度需求来确定，以精度需求1/8码片为例，那么调整步长可以设为α＝1/8。

门限值T有两种计算方法。

方法一可以根据直接根据精度需求和S曲线的在0点附近的斜率来设置，例如在TD-SCDMA系统中，滤波器为根升余弦滤波器，所以S曲线的斜率为K＝1.402，如果要求1/8码片的精度，那么门限值T就等于：

$T=1.402*(1/8)\&cong;0.17---\left(18\right)$

方法二可以用公式直接求得：

             T＝G(T_required/T_c)    (19)

这里，T_required是需求的同步跟踪的进度精度， $G(\mathrm{\&tau;}/T_c)=[R^2\left(\frac{\mathrm{\&tau;}-\mathrm{\&Delta;}}{T_c}\right)-R^2\left(\frac{\mathrm{\&tau;}+\mathrm{\&Delta;}}{T_c}\right)]/[R^2\left(\frac{\mathrm{\&tau;}-\mathrm{\&Delta;}}{T_c}\right)+R^2\left(\frac{\mathrm{\&tau;}+\mathrm{\&Delta;}}{T_c}\right)],$ 以α＝0.22的根升余弦滤波器为例，R(τ)如公式(8)所示，本发明的计算方法同样适合其它的滤波器。

下面，描述依照本发明的定时跟踪方法。该定时跟踪方法包括如下步骤：

训练序列数据分离步骤，其利用数据分离器251，将训练序列的早采样点和迟采样点数据分别从接收数据中分离出来，

计算步骤，其利用计算器252，依照数据分离器分离的训练序列数据计算

均值步骤，其利用均值器253，计算n个子帧的

的均值，和定时误差计算步骤，利用定时误差计算器254，根据均值步骤的结果，计算定时误差。

在训练序列数据分离步骤中，分离出来的训练序列数据为midamble部分的数据或SYNC-DL的数据。

的计算步骤具有两种实现方法，即基于FFT的实现方法和基于相关的实现方法。

基于FFT的实现方法包括依照早采样点的训练序列数据，本地训练序列和用户码道信息计算早采样数据的功率的步骤，依照迟采样点的训练序列数据，本地训练序列和用户码道信息计算迟采样数据的功率的步骤，以及依照计算的早采样数据的功率和迟采样数据的功率计算 的步骤， $\hat{G}(\mathrm{\&tau;}/T_c)=\frac{P_e-P_l}{P_e+P_l},$ P_e为早采样数据的功率，P_l为迟采样数据的功率。

基于相关的实现方法，包括依照早采样点的训练序列数据，移位训练序列计算早采样数据的功率的步骤，依照迟采样点的训练序列数据，移位训练序列计算迟采样数据的功率的步骤，以及依照计算的早采样数据的功率和迟采样数据的功率计算 的步骤， $\hat{G}(\mathrm{\&tau;}/T_c)=\frac{P_e-P_l}{P_e+P_l},$ P_e为早采样数据的功率，P_l为迟采样数据的功率。

定时误差计算步骤具有两种实现方法。定时误差计算步骤的第一种实现方法为根据门限值T和调整步长值α计算定时误差

${\hat{T}}_{\mathrm{offset}}=\left\{\begin{array}{c}-\mathrm{\&alpha;},{\hat{G}}_n(\mathrm{\&tau;}/T_c)<-T\\ 0,-T\&le;{\hat{G}}_n(\mathrm{\&tau;}/T_c)\&le;T\\ \mathrm{\&alpha;},{\hat{G}}_n(\mathrm{\&tau;}/T_c)>T\end{array}\right.$

其中， 为均值步骤得到的结果。

定时误差计算步骤的第二种实现方法为根据门限值T、调整步长值α和过采样倍数S_n计算定时误差

这里， 为均值步骤得到的结果， 表示小于·的绝对值的最小整数，sign[·]表示·的符号。

在上面描述的定时误差计算步骤的两种实现方法中，门限值T等于在0点附近的斜率乘以需求的精度值，或者通过公式T＝G(T_required/T_c)计算得到。这里，T_required是需求的同步跟踪的进度精度， $G(\mathrm{\&tau;}/T_c)=[R^2\left(\frac{\mathrm{\&tau;}-\mathrm{\&Delta;}}{T_c}\right)-R^2\left(\frac{\mathrm{\&tau;}+\mathrm{\&Delta;}}{T_c}\right)]/[R^2(\frac{\mathrm{\&tau;}-\mathrm{\&Delta;}}{T_c})+R^2\left(\frac{\mathrm{\&tau;}+\mathrm{\&Delta;}}{T_c}\right)],$ T_e和τ本别是码片周期和定时误差误差，Δ是迟采样点、早采样点与理想采样点的时间差。

依照本发明的定时调整方法利用上述的定时跟踪方法计算出的定时误差调整定时。

对于本领域的普通技术人员来说，其它的优点和修改都是显而易见的。故，本发明并不仅仅限定于说明书中所记载的实施例。因此，任何不脱离由权利要求和其等同部分而限定的本发明的精神和范围的各种更改皆能实现。

Claims (22)

1.一种定时跟踪装置，其利用早采样点和迟采样点的数据计算定时误差，包括

一数据分离器，用于将训练序列的早采样点和迟采样点数据分别从接收数据中分离出来，

一 计算器，用于依照数据分离器分离的训练序列数据计算

一均值器，用于计算n个子帧的

的均值，和

一定时误差计算器，用于根据均值器输出的均值，计算定时误差。

2.如权利要求1所述的定时跟踪装置，其中，

数据分离器分离出来的训练序列数据为midamble部分的数据或SYNC-DL的数据。

3.如权利要求1所述的定时跟踪装置，其中，计算器为基于FFT的实现方法的

计算器，包括

用于依照早采样点的训练序列数据，本地训练序列和用户码道信息计算早采样数据的功率的信道估计器，有效径抽取器和功率计算器，

用于依照迟采样点的训练序列数据，本地训练序列和用户码道信息计算迟采样数据的功率的信道估计器，有效径抽取器和功率计算器，以及

用于依照计算的早采样数据的功率和迟采样数据的功率计算

的计算单元， $\hat{G}(\mathrm{\&tau;}/T_c)=\frac{P_e-P_l}{P_e+P_l},$ P_e为早采样数据的功率，P_l为迟采样数据的功率。

4.如权利要求1所述的定时跟踪装置，其中，计算器为基于相关的实现方法的 计算器，包括

用于依照早采样点的训练序列数据，移位训练序列计算早采样数据的功率的相关器和功率计算器，

用于依照迟采样点的训练序列数据，移位训练序列计算迟采样数据的功率的相关器和功率计算器，以及

用于依照计算的早采样数据的功率和迟采样数据的功率计算 的计算单元， $\hat{G}(\mathrm{\&tau;}/T_c)=\frac{P_e-P_l}{P_e+P_l},$ P_e为早采样数据的功率，P_l为迟采样数据的功率。

5.如权利要求1所述的定时跟踪装置，其中，

定时误差计算器根据门限值T和调整步长值α计算定时误差

${\hat{T}}_{\mathrm{offset}}=\left\{\begin{array}{c}-\mathrm{\&alpha;},{\hat{G}}_n(\mathrm{\&tau;}/T_c)<-T\\ 0,-T\&le;{\hat{G}}_n(\mathrm{\&tau;}/T_c)\&le;T\\ \mathrm{\&alpha;},{\hat{G}}_n(\mathrm{\&tau;}/T_c)>T\end{array}\right.$

其中，

为均值器的输出。

6.如权利要求1所述的定时跟踪装置，其中，

定时误差计算器根据门限值T、调整步长值α和过采样倍数S_n计算定时误差

这里， 为均值器的输出，

表示小于·的决对值的最小整数，sign[·]表示·的符号。

7.如权利要求5所述的定时跟踪装置，其中，

门限值T等于 在0点附近的斜率乘以需求的精度值。

8.如权利要求6所述的定时跟踪装置，其中，

门限值T等于 在0点附近的斜率乘以需求的精度值。

9.如权利要求5所述的定时跟踪装置，其中，

                    T＝G(T_required/T_c)

这里，T_required是需求的同步跟踪的进度精度， $G(\mathrm{\&tau;}/T_c)=[R^2\left(\frac{\mathrm{\&tau;}-\mathrm{\&Delta;}}{T_c}\right)-R^2\left(\frac{\mathrm{\&tau;}+\mathrm{\&Delta;}}{T_c}\right)]/[R^2\left(\frac{\mathrm{\&tau;}-\mathrm{\&Delta;}}{T_c}\right)+R^2\left(\frac{\mathrm{\&tau;}+\mathrm{\&Delta;}}{T_c}\right)]$ ，T_c和τ本别是码片周期和定时误差误差，Δ是迟采样点、早采样点与理想采样点的时间差。

10.如权利要求6所述的定时跟踪装置，其中，

                    T＝G(T_required/T_c)

这里，T_required是需求的同步跟踪的进度精度， $G(\mathrm{\&tau;}/T_c)=[R^2\left(\frac{\mathrm{\&tau;}-\mathrm{\&Delta;}}{T_c}\right)-R^2\left(\frac{\mathrm{\&tau;}+\mathrm{\&Delta;}}{T_c}\right)]/[R^2\left(\frac{\mathrm{\&tau;}-\mathrm{\&Delta;}}{T_c}\right)+R^2\left(\frac{\mathrm{\&tau;}+\mathrm{\&Delta;}}{T_c}\right)]$ ，T_c和τ本别是码片周期和定时误差误差，Δ是迟采样点、早采样点与理想采样点的时间差。

11.一种接收装置，其具有如权利要求1-10任一项所述的定时跟踪装置，其利用该定时跟踪装置计算的定时误差调整定时。

12.一种定时跟踪方法，其包括

训练序列数据分离步骤，利用数据分离器，将训练序列的早采样点和迟采样点数据分别从接收数据中分离出来，

计算步骤，利用

计算器，依照数据分离器分离的训练序列数据计算

均值步骤，利用均值器，计算n个子帧的

的均值，和

定时误差计算步骤，利用定时误差计算器，根据均值步骤的结果，计算定时误差。

13.如权利要求12所述的定时跟踪方法，其中

分离出来的训练序列数据为midamble部分的数据或SYNC-DL的数据。

14.如权利要求12所述的定时跟踪方法，其中， 的计算步骤基于FFT的实现方法，包括，

依照早采样点的训练序列数据，本地训练序列和用户码道信息计算早采样数据的功率的步骤，

依照迟采样点的训练序列数据，本地训练序列和用户码道信息计算迟采样数据的功率的步骤，以及

依照计算的早采样数据的功率和迟采样数据的功率计算

的步骤， $\hat{G}(\mathrm{\&tau;}/T_c)=\frac{P_e-P_l}{P_e+P_l}$ ，P_e为早采样数据的功率，P_l为迟采样数据的功率。

15.如权利要求12所述的定时跟踪方法，其中，的计算步骤基于相关的实现方法，包括

依照早采样点的训练序列数据，移位训练序列计算早采样数据的功率的步骤，

依照迟采样点的训练序列数据，移位训练序列计算迟采样数据的功率的步骤，以及

依照计算的早采样数据的功率和迟采样数据的功率计算

的步骤， $\hat{G}(\mathrm{\&tau;}/T_c)=\frac{P_e-P_l}{P_e+P_l}$ ，P_e为早采样数据的功率，P_l为迟采样数据的功率。

16.如权利要求12所述的定时跟踪方法，其中，

定时误差计算步骤为根据门限值T和调整步长值α计算定时误差

${\hat{T}}_{\mathrm{offset}}=\left\{\begin{array}{c}-\mathrm{\&alpha;},{\hat{G}}_n(\mathrm{\&tau;}/T_c)<-T\\ 0,-T\&le;{\hat{G}}_n(\mathrm{\&tau;}/T_c)\&le;T\\ \mathrm{\&alpha;},{\hat{G}}_n(\mathrm{\&tau;}/T_c)>T\end{array}\right.$

其中， 为均值步骤得到的结果。

17.如权利要求12所述的定时跟踪方法，其中，

定时误差计算步骤根据门限值T、调整步长值α和过采样倍数S_n计算定时误差

这里，

为均值步骤得到的结果， 表示小于·的绝对值的最小整数，sign[·]表示·的符号。

18.如权利要求16所述的定时跟踪方法，其中，

门限值T等于

在0点附近的斜率乘以需求的精度值。

19.如权利要求17所述的定时跟踪方法，其中，

门限值T等于

在0点附近的斜率乘以需求的精度值。

20.如权利要求16所述的定时跟踪方法，其中，

                     T＝G(T_required/T_c)

这里，T_required是需求的同步跟踪的进度精度， $G(\mathrm{\&tau;}/T_c)=[R^2\left(\frac{\mathrm{\&tau;}-\mathrm{\&Delta;}}{T_c}\right)-R^2\left(\frac{\mathrm{\&tau;}+\mathrm{\&Delta;}}{T_c}\right)]/[R^2\left(\frac{\mathrm{\&tau;}-\mathrm{\&Delta;}}{T_c}\right)+R^2\left(\frac{\mathrm{\&tau;}+\mathrm{\&Delta;}}{T_c}\right)]$ ，T_c和τ本别是码片周期和定时误差误差，Δ是迟采样点、早采样点与理想采样点的时间差。

21.如权利要求17所述的定时跟踪方法，其中，

                      T＝G(T_required/T_c)

这里，T_required是需求的同步跟踪的进度精度， $G(\mathrm{\&tau;}/T_c)=[R^2\left(\frac{\mathrm{\&tau;}-\mathrm{\&Delta;}}{T_c}\right)-R^2\left(\frac{\mathrm{\&tau;}+\mathrm{\&Delta;}}{T_c}\right)]/[R^2\left(\frac{\mathrm{\&tau;}-\mathrm{\&Delta;}}{T_c}\right)+R^2\left(\frac{\mathrm{\&tau;}+\mathrm{\&Delta;}}{T_c}\right)]$ ，T_c和τ本别是码片周期和定时误差误差，Δ是迟采样点、早采样点与理想采样点的时间差。

22.一种定时调整方法，其包括，

利用如权利要求12-21任一项所述的定时跟踪方法计算出的定时误差调整定时的步骤。

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