CN1656762A - 用于高清晰度电视接收机的连接均衡器/格子解码器结构 - Google Patents

Abstract

一种连接的均衡器/格子解码系统，用于处理高清晰度电视信号。将再编码的格子解码器输出(6)，而不是均衡器的输出(19)作为到判决反馈均衡器(4)的反馈滤波器(8)的输入。可以应用硬或软判决格子解码。为了解决与格子解码有关的等待时间以及十二个交织解码器的存在，通过在模块(1)中复制格子解码器和均衡器硬件来执行从格子解码器到均衡器的反馈，所述格子解码器和均衡器硬件可以根据需要级联任意多级以便实现复杂性及性能之间的所希望的平衡。本系统提供0.6－1.9分贝之间的改善。级联两个模块(1)通常足以实现大部分的潜在性能改善。

Description

用于高清晰度电视接收机的连接均衡器/格子解码器结构

本专利申请要求2002年4月16日申请的临时专利申请第60/373,008号的优先权。

技术领域

本发明一般涉及数字信号处理领域，尤其涉及一种适于解码多模式格子编码的高清晰度电视(HDTV)信号的连接均衡器/格子解码器。

背景技术

在美国，用于HDTV的高级电视系统委员会(ATSC)标准规定了一种如在1995年9月16号出版的文献A/53″ATSC数字电视标准″中所描述的八(每符号八级)残余边带(VSB)发送系统。该文献阐明了与HDTV信号特性有关的所有必要条件。在接收机中，包括均衡器，其是在以等于大约10.76兆赫的符号率的平均速率接收VSB数据流的自适应滤波器。均衡器尝试去除主要由多路径信号传播所引起的线性失真，多路径信号传播是陆地广播信道的特点。一个适用于HDTV接收机中的均衡器设计是判决反馈均衡器(DFE)，如在JohnG.Proakis的″数字通信″(McGraw，第二版，1989，纽约)和Lin等人的、于2002年12月10日发布的标题为“PHASE DETECTORS IN CARRIER RECOVERYFOR OFFSET QAM AND VSB(用于偏移QAM及VSB的载波恢复中的相位检测器)”的美国专利第6,493,409号中所述。图1示出了典型DFE结构的简化框图。可以看到DFE包括前馈滤波器(FFF)、反馈滤波器(FBF)、限幅器、锁定检测器和模式转换器，并且其能够以训练、盲目或判决导引(decision-directed，dd)模式工作。

FFF、FBF和限幅器的功能是公知的，并且它们一起执行滤波及量化的基本功能。锁定检测器将均衡器的输出和限幅器电平与一个阈值相比较，并响应该操作而产生更新的锁定检测器输出。模式转换器根据当前均衡器的工作模式为FBF滤波器选择适当的输入以及选择将在执行均衡器自适应时使用的错误信号及控制信号。模式转换器还检查锁定检测器输出。在常规操作中，均衡器模式转换器具有自动转换的功能，这个功能依赖于均衡器锁定检测器的状态。模式转换器假定训练模式和盲目模式只用于收敛目的。在均衡器锁定检测器感知收敛之后，均衡器转换到判决导引(dd)模式。每当失去收敛时，模式转换器使均衡器返回到训练模式或盲目模式。

在ATSC标准中，为了提供一种用于最初的均衡器收敛的机制，在场同步信号中包括训练序列。所接收的编码符号序列用作同步控制单元的输入，该同步控制单元检测符号序列内的场和段同步模式，并产生相应的同步信号。在训练模式中，只在场同步脉冲期间更新均衡器系数。这个方法的缺陷在于其需要事先进行场同步的校正检测，并且由于训练序列包含在每25毫秒只发生一次的场同步中，因此可能会降低收敛速度。在多个反射或幻象信号(ghostsignal)的环境中，或在其他动态环境中，难于检测场同步。在这些情况下，接收机需要一些不需参考训练序列而初始地调整均衡器抽头系数的自动恢复或盲目方法。由于盲目算法对每个数据符号起作用，因此其也将具有一个较快的收敛速度。盲目收敛算法的一个例子是Godard的恒定模数算法(CMA)。请参见D.N.Godard的″Self-Recovering Equalization and Carrier Tracking in TwoDimensional Data Communication Systems(二维数据传输系统中的自动恢复均衡及载波跟踪)″，IEEE通信学报，Vol.COM-28，pp.1867-1875，1980年11月。并参见D.N.Godard的美国专利US4,309,770。

均衡器操作的最终模式一一判决导引(dd)假定到反馈滤波器(FBF)的输入是限幅器的输出。由于自适应错误及到反馈滤波器的输入由限幅器来辅助。因此系数自适应将在整个数据序列中发生。虽然dd模式不具有优良的收敛特性，但是与均衡器操作的其他模式相比较，一旦实现收敛，dd模式就具有优点。当与盲目模式中的操作相比时，限幅器数据的存在使得均衡器输出的均方误差(MSE)和误码率(BER)减小。由于dd模式关于每个符号来更新其系数，而不是仅仅解释训练符号，因此dd模式可以提供比训练模式更快的自适应及跟踪能力。

格子编码与其他技术结合使用，以便防止来自特定噪声源的干扰。在由ATSC于1995年4月12日制定的用于HDTV发送的数字电视标准的第4.2.4-4.2.6(附录D)，10.2.3.9，10.2.3.10章节和其他章节中描述了HDTV的格子编码要求。HDTV标准描述了一种利用交织功能的格子编码系统，其包括发射机处的12个并行格子编码器和接收机处的用于处理12个交织数据流的12个并行格子解码器。所采用的格子系统使用比率为2/3的格子编码调制(TCM)代码。通过使用比率1/2、四状态卷积编码器对一位进行编码，然后增加微分预编码的FEC未编码位来实现代码。将由编码器产生的每一个三个编码位的组映到射八级VSB调制器符号。图2是示出微分预编码器、格子编码器及相应的八级VSB符号映射器的方框图。顺序地使用十二个相同的编码器及预编码器，用以每次一个字节地进行处理并且随后每次发送一个完整的符号。对于每个编码器而言，将输入数据位X1和X2编码为三位Z2、Z1和Z0。每个三位的字相应于八个符号R中的一个符号。由预编码器处理输入位X2，以便提供编码位Z2。由格子编码器将输入位X1编码为两位Z1和Z0。在Hu等人的、于1998年11月24日发布的、标题为“CODE SEQUENCEDETECTION IN A TRELLIS DECODER(格子解码器中的代码序列检测)”的美国专利第5,841,478号中公开了一个用于HDTV接收机中的格子解码器的例子。

使用DFE技术已是接收机设计领域的争论主题。尽管DFE提供了一种相对简单的用于平衡高分散线性信道的方法，但是其可能会经受错误传播，一种使得不正确的源符号估计会引起导致潜在的、冗长的突发错误的将来的判决错误的机制。在HDTV接收机中，当地上信道引入多通道和白噪声时，尤其是当多路传输信号较强而信噪比(SNR)低时，均衡器(DFE)的反馈滤波器(FBF)中的错误传播会影响格子解码器的输出性能。对包括有用于具有较强的多路径和附加白高斯噪声(AWGN)的HDTV地上信道的判决反馈均衡器(DFE)的模拟示出：如果用软判决导引模式来代替判决导引模式，那么可以改善接收机的性能，藉此使得到达FBF滤波器的输入是均衡器的输出，而不是限幅器的输出。另外，理论上，均衡器反馈滤波器将接收比均衡器限幅器提供的符号判决更加准确的符号判决。

发明内容

本发明的目的是通过使用连接均衡器/格子解码器结构来提供进一步改善的HDTV接收机性能。再编码的格子解码器的输出而非均衡器的输出被用作到判决反馈均衡器(DFE)的反馈滤波器的输入信号。由于与格子解码有关的等待时间和格子解码器实际上由12个交织的解码器组成的事实，所以不能实时实现从格子解码器到均衡器的反馈。本结构通过提供附加格子解码器、均衡器和提供数据同步的附加延迟元件来执行反馈操作。该结构为模块化结构，并且每个模块可以按照需要级联任意多级，以便实现所希望的复杂性和性能之间的平衡。另外，可以应用一种软输出格子解码算法来改善性能。虽然本发明的公开内容针对ATSC高清晰度电视系统，但是本发明还可以在其中在DFE之后接有格子或卷积解码器的任何接收机中使用。

附图说明

图1是现有技术的判决反馈均衡器结构的简化框图；

图2是ATSC高清晰度电视格子编码器、微分预编码器和符号映射器的方框图；

图3是根据本发明原理构成的连接均衡器/格子解码器系统的简化框图；

图4示出了对于第一组操作条件格子解码器输出处的信噪比与误码率的关系曲线图，包括由本发明的操作所实现的那些；以及

图5示出了对于第二组操作条件格子解码器输出处的信噪与误码率的关系曲线图，包括由本发明的操作所实现的那些。

具体实施方式

请参考图3，本发明的简化框图示出了判决反馈均衡器模块1，如在常规DFE中所呈现的，该判决反馈均衡器模块互连到第一均衡器2和格子解码器3。为了对于给定硬件投资实现预期性能，可以根据需要在HDTV接收机中复制任意多次改进的DFE模块1。DFE模块1包括格子解码器和再编码器5，该格子解码器和再编码器产生作为输出6的最佳编码序列而不是产生最佳的解码序列。在常规ATSC HDTV系统中，将输入数据位X1和X2编码为三位Z2、Z1和Z0，如图2所示。每个三位的字相应于八个符号R中的一个符号。由预编码器处理输入位X2，以便提供编码位Z2。由格子编码器将输入位X1编码为两位Z1和Z0。在DFE模块1中，解码器/再编码器5能够减少所需要的控制和与格子网络的每个分支的位相关联的映射逻辑。作为替代，为解码器/再编码器5分配辅助存储器以便存储每个分支的三个编码位(Z2、Z1和Z0)，而不是存储解码的两位(输入数据位X1和X2)序列。延迟元件7发生延迟，该延迟等于由解码器/再编码器5所引入的延迟，并藉此解决该解码器/再编码器所引入的延迟。DFE模块1包括第二均衡器4，其除了不需要限幅器之外，其他类似于第一均衡器2。图1所描述的锁定检测器和模式转换器的功能没有在图3中示出，它们仍然是必需的，只是为了清楚而没有在此示出。

根据所利用的格子解码器/再编码器5的类型，能够以至少两种不同的形式构成DFE模块1。在第一具体实施例中，解码器/再编码器创建作为输出6的硬判决数据，该数据将由通常的再编码器单元产生。该具体实施例将创建输出6，其相当于图1所示的常规DFE结构中的限幅器的输出。但是，这个输出具有由格子解码器提供的纠错能力的优点。

在第二具体实施例中，输出6是一种数据的软判决型式(version)，并且是利用诸如软输出维特比算法(SOVA)这样的格子解码器软输出算法获得的。请参见J.Hagenauer和P.Hoeher的″A Viterbi Algorithm with Soft-DecisionOutputs and its Applications(具有软判决输出的维特比算法及其应用)”(Proceedings of GLOBECOM′89，第1680-1686页，1989年11月27-30日，Dallas，TX)。还可以参见Fazer等人的、于1995年11月14日发布的标题为“METHOD FOR DIGITAL TRANSMISSION OF HIERARCHICAL HDTV，EDTV AND SDTV TELEVISION SIGNALS(用于分级HDTV，EDTV和SDTV传输信号的数字传输方法)”的美国专利第5,467,132号。SOVA算法是一个相对复杂的格子解码算法，其通过定义可靠性位产生数据的软输出型式，该可靠性位是解码瞬时的量度值的函数。尽管比硬判决解码方案更为复杂，但是软输出格子解码器产生了至FBF滤波器8的输入，其改善了对错误传播的抗扰性。

假设L是格子编码器中的存储元件的数目，格子图中的状态数为S＝2^L，M是信道符号字母表大小而K是合并到一种状态的格子分支数目。在ATSCHDTV实例中，(L，S，M，K)＝(2，4，8，4)。假设 I是发送的信道符号矢量，并且 Z＝ I+ N是接收的矢量，其中 N是AWGN矢量。假定传统维特比算法(VA)延迟δ做出最后判决，δ足够大，从而以十分高的概率合并所有的K个残存路径。该判决包括选择具有最小路径量度的路径。AWGN信道的路径量度由下式给出：

${\mathrm{\Λ}}^{\left(k\right)}=\frac{E_s}{N_o}\underset{j=n-\mathrm{\δ}}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{(z_j-I_j^{\left(k\right)})}^2,k=\mathrm{1,2},...,K---\left(1\right)$

其中n是路径的长度，I_j ^(k)是在时间j时第k条路径的信道符号，以及E_s/N_O为信噪比。对于这个构成，我们有：

$p\left(\underset{\‾}{Z}\right|\underset{\‾}{I^k})\≈e^{-\mathrm{\Λ}\left(k\right)},k=\mathrm{1,2},...,K---\left(2\right)$

其中 I ^(k)是与第k条路径有关的信道符号矢量，P( Z| I ^k)为关于信道符号矢量的接收矢量的条件概率。

对于所接收的矢量，每个路径的可靠性由下式给出：

$r^{\left(k\right)}=\frac{P\left({\underset{\‾}{I}}^{\left(k\right)}\right|\underset{\‾}{Z})}{\underset{l=1}{\overset{k}{\mathrm{\Σ}}}P\left({\underset{\‾}{I}}^{\left(l\right)}\right|\underset{\‾}{Z})}=\frac{P(\underset{\‾}{Z},{\underset{\‾}{I}}^{\left(k\right)})}{\underset{l=1}{\overset{k}{\mathrm{\Σ}}}P(\underset{\‾}{Z},{\underset{\‾}{I}}^{\left(k\right)})}=\frac{P\left(Z\right|{\underset{\‾}{I}}^{\left(k\right)})P\left({\underset{\‾}{I}}^{\left(k\right)}\right)}{\underset{l=1}{\overset{k}{\mathrm{\Σ}}}P\left(Z\right|{\underset{\‾}{I}}^{\left(l\right)})P\left({\underset{\‾}{I}}^{\left(l\right)}\right)}=\frac{e^{-\mathrm{\Λ}\left(k\right)}}{\underset{l=1}{\overset{k}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{-\mathrm{\Λ}\left(l\right)}}\left(3\right)$

其中由于等概率发送数据，因此假定P( I ^(k))对于所有k来说是相同的。在常规VA中，除了对于残存路径的硬判决之外，去除沿路径的所有信息，但是SOVA使用已计算出的可靠性更新沿残存路径的后验概率。也就是：

$P_{\mathrm{jm}}^{\left(\mathrm{sp}\right)}=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{P}_{\mathrm{jm}}^{\left(k\right)}\·r^{\left(k\right)},$ j＝n，n-1，...，n-δ和m＝1，2，...，M           (4)

其中户P_jm ^(sp)是在时间j时对于残存路径(SP)的m^(th)道符号的后验概率。

在一个具体实施例中，软输出6的合理选择可以是沿(全局)残存路径的信道符号的条件均值，其由下式给出：

${\tilde{I}}_j=\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{P}_{\mathrm{jm}}^{\left(\mathrm{sp}\right)}\·I\left(m\right)---\left(5\right)$

其中I(m)是相应于标号m＝1，2，...，M的信道符号。

举例来说，可以应用最大-A-后验(MAP)解码算法。在P.Robertson、E.Villebrun和P.Hoeher所著的“A Comparison of Optimal and Sub-Optimal MAPDecoding Algorithms Operating in the Log Domain(在记录域中运行的最优和次优MAP解码算法的比较)”(Proceedings of ICC 95，Seattle，Washington，第1009-1013页，1995年6月)中描述了一些MAP算法。由于HDTV系统并不是基于块处理的，所以考虑SOVA解码器，因此难于应用双向MAP解码器。但是，由于基本算法相同，因此该系统可以应用滑动窗口MAP解码和单向MAP解码算法。

请参考图4，示出了对在AWGN加多径信道中工作的HDTV接收机的信噪比(SNR)与误码率(BER)进行比较的曲线。图4示出了当原始DFE2处于软自动判决模式下的硬输出模块1或软输出模块1的曲线：没有模块的原始系统(由小菱形标记，曲线9)，具有一个模块(由小方块标记)、两个模块(由星形标记，曲线12和15)和三个模块(由小圆`标记)的系统。另外，图4示出曲线10，其表示处于硬自动转换模式下的具有标准DFE的原始系统。在这个描述中，通过在较低信噪比获得相同误码率来指示改善的性能，或者换句话说，通过当处理较弱信号时获得相同误码率来指示改善的性能。作为图4曲线的基础的多径信道由单一的三分贝(dB)和可以表征为相对较强的幻象信号的三微秒幻象组成。在格子解码器3的输出端11处测量所描述的性能。当在图3中不存在模块1并且图1所示的原始DFE系统以自动(硬)转换模式工作时，曲线10描述格子解码器3的输出11处的性能。在(硬)自动转换模式中，在收敛之前均衡器2以盲目模式工作，而在检测到收敛之后转换到硬判决导引方式。如果失去收敛，那么均衡器2将转回到盲目工作模式。

曲线9类似于曲线10，但其描述软自动转换模式下的第一均衡器2的性能。在软自动转换模式中，硬判决导引方式由软判决导引模式代替，但是为了根据收敛状态进行转换的目的，其他方面与(硬)自动转换模式相一致。当均衡器2以软判决导引模式工作时，与以(硬)自动转换模式工作时所产生的限幅器输出相反，到达图1中的FBF滤波器的输入是均衡器2的输出。

所有有关图4所示曲线做出的比较是以ATSC HDTV系统的视觉阈值(TOV)点20为基础的，其要求格子解码器输出11处的大约0.002的误码率。在曲线9的TOV点14处的性能产生大约为18.7dB的、输入信号21所需的SNR。曲线12表示对于模块1的硬输出具体实施例的两个(和三个)连接级的SNR与BER的关系曲线，并且在其TOV点13，可以看到输入信号21具有大约为18.2dB的SNR需求，其表示0.5dB的性能增益。如曲线15所示，当利用模块1的软输出具体实施例的两级时，在TOV点16的SNR需求大约为17.6dB，其表示在以由曲线9表示的软自动转换模式工作的原始系统上的大约1.1dB的改善。模块1的软输出具体实施例的两级实现具有比相应的硬输出具体实施例多大约0.6dB的增益(分别为17.6dB对18.2dB)，其是以与软输出(SOVA)算法有关的增加的复杂性为代价而达到的。最后，当在曲线10的TOV点22将由该曲线10描述的图1的标准DFE的原始系统与模块1的软输出具体实施例相比较时，本发明对性能的改善大约为1.9dB(在点16为17.6dB，在点22为19.5)。

本发明的连接结构还可以与图1所示的原始系统相关联，其中第一均衡器2等价于以(硬)自动转换模式工作的标准DFE。尽管当对于第一均衡器2使用软自动转换模式时，图4所示的结果示出了性能的改善，但是这对于所有信道来说并不是必要的。图5描述了对于由单一的三分贝、作为较强的幻象信号的三微秒幻象组成的多通道信道，BER与SNR性能曲线的例子。所描述的性能是在格子解码器输出11处测量的。图5示出了当原始DFE2处于硬自动转换模式或软自动判决模式下的输出模块1的曲线：没有模块的原始系统(曲线10和9)，具有一个输出软模块(由小方块标记)、两个软输出模块(由星形标记，曲线23和24)和三个软输出模块(由小圆标记)的系统。曲线9和10分别表示在软和(硬)自动模式下图1的原始系统，其余的与图4相同。其余的曲线表示第一均衡器2处于(硬)自动转换模式或软自动转换模式时模块1的软输出具体实施例。曲线23表示当使用两级的模块1时，以(硬)自动转换模式工作的第一均衡器2的性能，并且TOV点25示出均衡器输入21的SNR需求大约为18.2dB。曲线24是以软自动转换模式工作的第一均衡器2的曲线，在该第一均衡器2后接有两级的模块1。TOV点26示出当与由曲线23表示的(硬)自动转换模式相比较时的17.6dB的SNR需求，或大约0.6dB的改善。对于例如由点27表示的较高SNR域(大于18.6dB)，可以看到用于原始系统和软自动转换模式的曲线9和用于(硬)自动转换模式加一个软输出模块1的曲线28合并为大致等同的性能。

虽然本发明的连接均衡器/格子解码器结构主要设计用于ATSC HDTV均衡器，但是在其中在均衡器之后接有格子或卷积解码器的系统中，可以有效地将相同的原理应用到任何使用DFE的一般的均衡器结构。对于这种系统，由在判决导引(dd)模式中限幅器的存在、线性失真、噪声所引起的进入到DFE滤波器的错误传播将在均衡器输出上导致噪声突发，其将削弱解码器性能。

Claims (24)

1、一种用于处理包含视频数据的信号的系统中用于提供格子编码数据的装置，所述视频数据包括多组交织的格子编码的数据包，所述装置包括：

第一元件(2)，用于自适应地滤波信号失真；

第一元件(5)，用于当从自适应地滤波信号失真的第一元件(2)接收到格子解码的数据时，识别和再编码该格子解码的数据；

反馈滤波器(8)，响应再编码的格子解码的数据(6)；以及

格子解码器(3)，响应由反馈滤波器产生的输出信号，该格子解码器提供格子解码的数据。

2、根据权利要求1所述的系统，其中自适应地滤波信号失真的第一元件(2)是第一判决反馈均衡器。

3、根据权利要求2所述的系统，还包括第二判决反馈均衡器(4)，其包括响应再编码的格子解码的数据(6)的反馈滤波器(8)。

4、根据权利要求3所述的系统，还包括模块(1)，该模块(1)包括第二判决反馈均衡器(4)，以及用于当从自适应地滤波信号失真的第一元件(2)接收到格子解码的数据时识别和再编码该格子解码的数据的第一元件(5)。

5、根据权利要求4所述的系统，还包括多个模块，其中第一模块(1)响应来自于自适应地滤波信号失真的第一元件(2)的数据，随后的每个模块响应从在前模块接收的数据，并且最后的格子解码器(3)响应从最后的模块接收的数据。

6、根据权利要求5所述的系统，其中每个模块还包括：

延迟单元(7)，用于同步从前级接收的数据；以及

前馈滤波器，响应从延迟单元(7)接收的数据。

7、根据权利要求6所述的系统，其中使用于识别并再编码剩余在模块(1)中的格子解码的数据的第一元件(5)适于产生硬判决数据输出。

8、根据权利要求6所述的系统，其中使用于识别并再编码剩余在模块(1)中的格子解码的数据的第一元件(5)适于产生软判决数据输出。

9、根据权利要求6所述的系统，其中使用于识别并再编码剩余在模块(1)中的格子解码的数据的第一元件(5)适于产生满足下列等式的软判决数据输出

${\tilde{I}}_j=\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{P}_{\mathrm{jm}}^{\left(\mathrm{sp}\right)}\·I\left(m\right)$

其中I(m)为相应于标号m＝1，2，...，M的信道符号。

10、在一种处理包括多组交织的格子编码数据包的视频数据的系统中，一种提供格子解码的数据的方法，包括步骤：

对视频数据应用自适应滤波，并藉此响应自适应滤波而产生第一输出信号；

解码并再编码第一输出信号，并藉此产生再编码的输出信号；

将再编码的输出信号施加到第二自适应滤波器，并藉此产生第二输出信号；以及

将第二输出信号施加到格子解码器，并藉此产生解码的输出信号。

11、根据权利要求10所述的系统，还包括构成执行下列步骤的模块的步骤：

解码并再编码第一输出信号；以及

将再编码输出信号施加到第二自适应滤波器。

12、根据权利要求11所述的系统，其中每个模块还包括用于同步从前级接收的数据的延迟单元。

13、根据权利要求12所述的系统，还包括步骤：级联多个模块以便接收第一输出信号并随后将最终输出信号施加到格子解码器，并藉此产生解码的输出信号。

14、根据权利要求13所述的系统，还包括步骤：将每个模块内的再编码输出信号施加到同一模块中的反馈滤波器。

15、根据权利要求14所述的系统，还包括步骤：在每个模块中解码并再编码，以便产生交织的格子编码数据包的硬判决型式的再编码的输出信号。

16、根据权利要求14所述的系统，还包括步骤：在每个模块中解码并再编码，以便产生交织的格子编码数据包的软判决型式的再编码的输出信号。

17、根据权利要求14所述的系统，其中解码并再编码剩余在每个模块中的格子解码的数据的步骤产生满足下式的软判决数据输出：

${\tilde{I}}_j=\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{P}_{\mathrm{jm}}^{\left(\mathrm{sp}\right)}\·I\left(m\right)$

其中I(m)是相应于标号m＝1，2，...，M的信道符号，P_jm ^(sp)是在时间j时对于残存路径(sp)的m^(th)信道符号的后验概率。

18、一种用于处理高清晰度电视信号的均衡器/格子解码器系统，包括：

第一自适应滤波器(2)；

格子解码器和再编码器(5)，适于从第一自适应滤波器(2)接收格子编码的数据包；

第二自适应滤波器(4)，适于接收由格子解码器和再编码器(5)产生的输入信号(6)；以及

最终格子解码器(3)，适于从第二自适应滤波器(4)接收输入信号。

19、根据权利要求18所述的均衡器/格子解码器系统，其中第二自适应滤波器(4)是判决反馈均衡器，还包括：

反馈滤波器(8)；以及

前馈滤波器。

20、根据权利要求19所述的均衡器/格子解码器系统，还包括：

延迟单元(7)，适于接收作为到达第一自适应滤波器(2)的输入的信号(21)来作为输入，延迟单元(7)被互连并同步由前馈滤波器接收的数据。

21、根据权利要求20所述的均衡器/格子解码器系统，其中由格子解码器和再编码器(5)产生的输出信号(6)生成软判决数据。

22、根据权利要求21所述的系统，其中由格子解码器和再编码器(5)产生的输出信号(6)满足下式：

${\tilde{I}}_j=\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{P}_{\mathrm{jm}}^{\left(\mathrm{sp}\right)}\·I\left(m\right)$

其中I(m)为相应于标号m＝1，2，...，M的信道符号，P_jm ^(sp)为在时间j时对于残存路径(sp)的m^(th)信道符号的后验概率。

23、根据权利要求19所述的均衡器/格子解码器，其中由格子解码器和再编码器(5)产生的输出信号(6)生成硬判决数据。

24、根据权利要求18所述的系统，其中第一自适应滤波器(2)是以(硬)自动转换模式或软自动转换模式工作的判决反馈均衡器。

Images