CN1640186A - 用于参量阵列的动态载波系统 - Google Patents

Abstract

一种配置成响应于不断变化的源信号输入电平动态地调整一个参量阵列系统中的超声载波电平的系统。该系统采用了一个超前估计延迟策略来实现载波的最佳调制，以消除恒定超声载波发射并将超声载波发射减小到容纳源材料的分贝范围实际所需的大小，同时，还最小化高功率超声载波的可察觉的失真和声音的矫作物，和/或由于超声载波调制造成的失真/矫作物，以降低平均功率输出；这样，该系统实现了基于源信号电平的载波调制的优点，同时尽可能减少了载波调制固有的缺陷。

Description

用于参量阵列的动态载波系统

技术领域

本发明涉及放音系统、装置和方法，更具体地说，涉及一种参量放音系统，其中通过响应在参量阵列中被再现的源音频信号的不断变化的输入电平，动态地调整该阵列中的超声载波电平来实现经济性。

背景技术

人们已经认识到调制参量扬声器系统应用中的超声载波的输出功率电平或“包络”(调幅或单边带调制)是有优势的。至少早在1991年，当Kamakura、Aoki和Kumamoto的如下所述的著作出版时，这一点就已经为人所知了。对载波的调制可以提供比使用固定振幅的载波更高效的系统，因为这样的固定载波必须具有足够的振幅电平来容纳音频源材料信号中的峰值电平而不引起失真。与固定载波相比，使用调制的载波，包络可随源信号电平扩展或收缩；并且，例如，有可能在源信号电平基本为零时产生一个基本为零的载波振幅。由于只提供适应源信号电平所需的载波振幅这一点所固有的更高的效率，平均辐射功率被显著降低了。因此，只需较少的放大器功率，并产生较少的发射器热量，这两者都能降低系统的成本。人们已经作出尝试，以各种方法实现载波辐射功率的这种变化。

从以下参考资料可以找到此类现有技术的实例以及关于参量阵列系统和载波调制的更多的背景信息：已公布的欧洲专利申请EP 0973152 A2(申请日为1999年7月15日，申请人为麻省理工学院，发明人为Frank J.Pompei)；已公布的欧洲专利申请EP 0003931 A1(申请日为2000年5月5日，申请人为Sennheiser Electric GMBH & CO.KG，发明人为Wolfgang Neihoff等人)；以及以上提及的文章，T.Kamakura、K.Aoki和Y.Kumamoto的“Suitable Modulation of the Carrier Ultrasound forParametric Loudspeaker”，ACUSTICA 73期(1991)，所有这些参考资料都被引入本公开作为参考，用于与本公开一致的相关教导。

发明内容

如上所述，人们已经认识到，开发一种响应不断变化的输入电平而动态调整参量阵列系统中的超声载波电平的系统将是有优势的。人们还意识到，这种对载波的调制能引入失真和其它所不希望的可听见的人为的声音。本发明能够将所述载波电平只动态降低为给定源材料所需的载波电平，而不负面地影响收听者所体验的音频力度变化，并且不会造成失真和其它所不希望的、一般收听者能察觉到的可听见的人为的声音。

所述系统提供了一种用于提高参量扬声器系统性能的方法，该方法包括以下步骤：

a)在参量地再现一个音频信号之前延迟该音频信号；

b)在延迟期间监视该音频信号的电平；以及

c)根据所监视的该音频信号的电平调制一个载波包络，以便提供足够的功率以产生所期望的音频输出和在不需要再现该信号时减少载波功率，将该被延迟的音频信号与调制的载波合成以参量地再现该音频信号，由此提高电源的使用效率。

在更详细的方面，该方法还可以包括以下步骤：对该音频信号进行预处理以最小化该参量地再现的音频信号的失真；通过以下方法进一步减少由载波调制引入的人为声音，以便使其基本上不引起收听者的注意：

i)根据该音频信号的第一目标值限制所述载波包络线的增长速率；以及

ii)根据该音频信号的第二目标值限制所述载波包络的衰减速率。

在进一步的更详细方面，该系统可以包括以下步骤：

a)提供大约1毫秒的延迟；以及

b)在该延时期间，将所述载波包络的增长速率限制为所述第一目标值的大约70％。在进一步的更详细方面，所述第一目标值可以是该音频信号的峰值振幅值，所述第二目标值是该音频信号的最小振幅值。所述延迟最高可达3毫秒。

在进一步的详细更方面，该系统可以配置成通过限制作为时间函数的、所述载波包络的斜率的变化来限制所述载波包络的增长速率和衰减速率。进一步地，该系统可以配置成对所述被延迟的音频信号进行分析并修改所述载波包络以构成包围该音频信号的平滑的包络。还可采取进一步的步骤，对所述平滑的载波信号包络进行调制，以将所述载波包络的增长速率和衰减速率都控制在预先设置的限制之内；还可以提供进一步的步骤，将所述音频信号施加于所述平滑的调制的载波包络线之上以产生一个边带信号，从而最小化由于载波包络调制而产生的边带信号的失真。

更详细地说，该系统可以配置成预失真所述音频信号以基本上补偿由调制所述超声包络所引入的不希望的失真。该系统可以配置成预失真所述载波包络以补偿由调制所述载波包络所引起的失真。

在另一更详细的方面，该系统可以配置成在所述延时期间，对所述音频信号的电平进行采样，并根据所述音频信号计算对所述载波包络的所述调制的最佳修改，以减少载波包络调制的不希望的可听见的矫作物。

在本发明的另一方面，该系统可以配置成执行用于提高参量扬声器系统性能的方法，该方法包括以下步骤：

a)在参量地再现一个音频信号之前延迟该音频信号；

b)在延迟期间监视该音频信号的电平；以及

c)调制将与该音频信号关联的载波包络，以便在所述音频信号电平的快速变化之前和之后限制增长和衰减，以平滑所述载波包络，从而减少由于角调制(corner modulation)造成的音频矫作物，借以提高参量再现的功率使用效率并减少所述音频信号的明显失真。

在本发明的另一方面，可以提供一种用于优化参量音频再现系统中动态音频信号再现的载波信号强度的系统，所述系统包括：

a)延时处理器，用于延迟音频信号，以便能在参量地再现该音频信号之前传感和处理该音频信号；

b)信号包络传感器，其被配置成传感相应于所述音频信号参数的包络；以及

c)载波发生器，其被配置成根据所述信号包络传感器传感的包络产生调制的载波；

d)其中延迟所述音频信号，传感所述信号包络并产生和调制所述载波以便提高所述音频信号的参量再现中功率的使用效率。

更详细地说，可以提供一个预处理器，所述预处理器被配置成预处理所述音频信号以使所述音频信号的可检测失真为最小。可以对该系统进行配置，以便所述载波发生器通过根据所述音频信号的目标值而增大或减小所述载波的增长速率或衰减速率来调制所述载波。该系统可以包括预处理器，所述预处理器被配置成预处理所述音频信号以使所述音频信号的可检测失真为最小。

在更详细的方面，所述延时处理器延迟所述音频信号最高达1、2或3毫秒，或在具有宽带低频响应的应用中的长得多的时间。

更详细地说，可以配置所述载波发生器，以便其以这样的方式调制所述载波：将所述载波的增长速率和衰减速率都控制在预先设置的限制之内。该系统可以包括一个音频信号处理器，该音频信号处理器预失真所述音频信号以基本补偿由调制所述载波引起的不希望的失真。该系统还可以包括载波处理器，该载波处理器预失真所述载波以基本补偿由调制所述载波引起的不希望的失真。

在另一更详细的方面，该系统可以包括动态范围压缩器和/或动态范围扩展器。可以包括根据传感出的源材料的动态电平处理所述音频源材料的专用电路或算法。动态范围压缩器可以提供改进的收听体验，特别是在嘈杂的收听环境中，以及更特别是当该源材料具有宽广的动态范围时。

依据以下示例性实施例的详细说明，结合以实例方式说明本发明特征的附图，本发明的其它特征和优点将是显而易见的。

附图说明

图1以基本载波电平控制器和增益模型示出了本发明的原理；

图2是更加通用的载波电平控制器实施例的示意图；

图3是另一个载波电平控制器实施例的示意图；

图3a是图3控制器的一变体的示意图，该变体示出了一种包括动态范围压缩器的方法和一种替代的实施方法(虚线)；

图4是带有动态载波控制器的单边带调制器中实施例的示意图；

图5是带有动态载波控制器的使用单个延迟线的另一单边带调制器中进一步的实施例的示意图；以及

图6是输入与输出关系曲线，示出了本发明的一个实施例中的一族载波控制律曲线。

具体实施方式

为了促进理解本发明的原理，现在将参考附图中示出并在以下详细说明中阐述的示例性实施例，并且将使用特定的语言说明该实施例。尽管如此，应当理解，此举并非旨在限制本发明的范围。拥有本公开的本领域的技术人员将会想到的对本文中说明的发明特征作出的变更和进一步的修改，以及对本文中说明的发明原理的任何其它应用，都被认为在本发明的范围之内，本发明的范围由被准许的权利要求限定，而不受对发明主题的这种示例性处理和说明的限制。

如上所述，本发明实现了这样一个参量音频再现阵列系统，该系统最小化给定源材料的载波电平，而不会负面地影响收听者觉察到的音频信号力度，并且不会引起其它不希望的可听见的矫作物。这可以提高效率，例如减少平均超声辐射能量和降低平均功耗。进而，降低每单位时间的平均辐射能量将导致减小发射器发热。这种发热的减小可以增加发射器的使用寿命。此外，由于系统的发射器部件不必经受同样高的平均温度，它们无需同样健壮。使用低成本的材料和/或低成本的制造技术可以节约成本。

另一个好处是音频内容减少了和/或更加有效地屏蔽了由强恒定超声载波造成的高音调幻象音调(high-pitched phantom tone)。人们已认识到对于相同的平均辐射功率，恒定音调和强度的强(即，响)的可听见音调比可变音调和强度的强的可听见音调更让人讨厌。尽管不能确定对于音频频谱的超声部分是否在每种情况下都是正确的，但从收听者的角度看，很可能总体来说，可变载波要优于恒幅载波。

首先说明配置成通过限制载波的增长速率和衰减速率控制该载波的调制的示例性系统。然而，从上述讨论应当理解，本发明的另一种实施方式是修改源节目材料信号以预失真该信号来补偿由调制所述载波引入的失真，或类似地“预失真”所述载波来进行相同的校正(基本上是通过进一步调整调制来校正调制的不希望的影响，即，在某种意义上类似地预失真它，以补偿载波频率快速变化造成的失真)。后者的实施方式允许载波电平基本上匹配源信号的电平，这从功耗的观点看是最有效的。在另一实施例中，可以对源信号和载波都施加校正来消除载波调制的可听见矫作物。

在每种情况下，显而易见的是校正措施是通过根据本发明延迟源信号来实现的。无论该延迟是为了帮助限制增长速率和衰减速率，还是为了帮助计算将施加在该源信号和/或该载波上的适当校正，这都是正确的。

以下的其它示例性实施例涉及控制载波的调制以限制增长速率和衰减速率来最小化所述载波调制造成的失真和矫作物，至少达到它们通常对一般收听者说来是察觉不到的程度，这些实施例是有优势的，这是由于它们一般比预失真源信号或载波来补偿载波调制失真实施起来更简单。尽管如此，控制载波调制的实施例基本上实现了平均功率需求减少和失真最小化的目标。通常使用1到2毫秒的延迟。但是对于某些源材料和在某些应用中，可以使用更长的延迟。例如，在以宽带低频响应为特征的某些应用中，则可能希望长得多的延迟。

首先通过回顾Berktay的气柱解调音频信号的远场解，来继续进行以下的进一步说明和分析。然后，提出并分析一个基本的载波电平控制方案。推导和解释一族参量控制律，这些参量控制律的实施允许使用单个参数将调制器特性设置为从恒定载波电平(无载波控制)到恒定百分比调制(全动态载波控制)。接着，说明信号检波器设计及其动态响应。最后，开发一种实际的动态载波控制系统，该系统在现有单边带调制器中使用希尔伯特变换滤波器作为包络检波器。最终将讨论通过引入补偿失真来补偿失真。

参量扬声器系统的音频输出与载波电平成比例。已推导出使用单边带调制的离散音调情形下的失真积(distortion products)。还得出了电调制指数和声调制指数之间的关系。

现在我们回顾离散音调情形下失真积的频率和振幅的推导。Berktay的方程式(在以下复述)说明次(已解调)波束的振幅与调制器包络的平方的二阶导数成比例：

其中env(t)是超声载波随时间变化的包络，k出于我们的目的假定为常数。(k实际上与主波束压力振幅的平方乘波束横截面积除以到换能器的距离(以及其它参数)成比例)。读者可以参考Berktay的论文“PossibleExploitation of Non-linear Acoustics in Underwater TransmittingApplications”，Sound Vibration，1965，435-462页，以了解详细信息。

其中的二阶导数因子在频率响应中产生了12分贝/倍频程的斜率，提升了高频。如果包络是使用AM调制器产生的，则其中的平方将增加显著的失真。如已知的，单边带调制在调制单个音调时不会产生失真。但是，在使用两个或更多音调进行SSB调制时会造成失真。现在假定SSB调制用于一个、两个、三个或更多个离散正弦音调。

一个音调的情形

考虑一个使用SSB调制器和单个正弦输入音调的参量阵列系统。使ω

ω₀＝载波频率(单位为弧度每秒，ω₀＝2πf₀)

ω₁＝期望的音频频率

c＝载波振幅电平

a＝侧音(side-tone)振幅电平

单个音调输入的上边带调制器的电输出由下式给出：

SSB调制器输出＝v1i＝ccos(ω₀t)+acos((ω₀+ω₁)t)    (A2)

由于我们希望计算包络线，定义(A2)的90度相位移的对应式是便利的：

v1q＝csin(ω₀t)+asin((ω₀+ω₁)t)            (A3)

变量v1i和v1q分别表示SSB调制器输出的单个音调、同相成分和单个音调、正交相成分。带通信号的包络线平方为同相成分平方加上正交成分平方之和。因此，我们可以写出单个音调情形下平方的包络线如下：

env1(t)²＝v1i²+v1q²

＝c²cos²(ω0t)+a²cos²((ω0+ω1)t)

+2ac cos(ω0t)cos((ω0+ω1)t)

+c²sin²(ω0t)+a²sin²((ω0+ω1)t)

+2ac sin(ω0t)sin((ω0+ω1)t)               (A4)

＝c²+a²+2ac[cos(ω0t)cos((ω0+ω1)t)

+sin(ω0t)sin((ω0+ω1)t)]

＝c²+a²+2ac cos(ω₁t)

使用三角恒等式我们已显示平方的包络线不是载波频率ω₀的函数，它只是差频ω₁的函数。

现在我们假定使用在气柱中如实再现超声信号的换能器。即该换能器频率响应是电平的，因而该换能器在气柱中完美地产生信号(A2)。则我们可以使用Berktay等式(假定k＝l)以及包络线平方的表达式(A4)写出已解调的输出音频信号：

在最后求导后得到音频输出：

注意到：

1.音频信号与载波频率ω₀无关。

2.SSB调制的单个音调情形没有失真(不存在其它音调)。

3.音频信号的振幅与载波电平c成比例。

4.音频信号的振幅与侧音电平a成比例。

5.音频信号的振幅还与期望音频频率ω₁的平方成比例，这给出了+12分贝每倍频程的高频提升。

等式(A6)成立的条件为从SSB调制器输出到超声换能器输出(输入到气柱)的传递函数是1。在现实中，功率放大器、匹配网络和超声换能器都将具有依赖于频率的传递函数。总的传递函数由下式表示：

H(ω)＝H_均衡器(ω)H_放大器(ω)H_匹配网络(ω)H_换能器(ω)  (A7)

其中均衡器部分可用于控制总的参量阵列响应。该均衡器通常位于一个DSP上。

通过注意传递函数如何影响等式(A2)中的两个调制器输出音调的振幅和相位，可以简单地把该传递函数纳入考虑。来自换能器的实际超声输出由下式给出：

真实超声输出＝c’cos(ω₀t+θ₀)+a’cos((ω0₊ω₁)t+θ₀₁)    (A8)

其中声振幅为：

c′＝c|H(ω₀)|                           (A9)

a′＝a|H(ω₀+ω₁)|                       (A10)

并且声相位(忽略传播延迟)为：

θ₀＝∠Hω₀)，                           (A11)

θ₀₁＝∠Hω₀+ω₁)，                      (A12)

从实际的换能器产生的已解调的音频输出(A8)为

从(A13)注意到，H(ω)可以被设计为消除由ω_l ²一项带来的所不希望的+12分贝/倍频程的高频提升。注意，对于恒定的载波频率，|H(ω₀)|为常数，可以忽略不计。通过设计适当的均衡器滤波器，即(A6)中的H_均衡器(ω)，|H(ω₀+ω₁)|一项可以被约束为与l/ω_l ²(高于一指定的最小频率)成比例。使用该设计步骤，将产生一个在期望的工作频率上恒定的音频输出电平。

两音调的情形

下一步，考虑带有SSB调制器和两个输入音调的参量阵列系统。使ω₀＝载波频率(单位为弧度每秒，ω₀＝2πf₀)

ω₁＝第一期望的音频频率

ω₂＝第二期望的音频频率

c＝载波振幅电平

a₁＝第一侧音振幅电平

a₂＝第二侧音振幅电平

两个音调输入的上边带调制器的电输出由下式给出：

SSB调制器输出＝v2i＝ccos(ω₀t)+a₁cos((ω₀+ω₁)t)+a₂cos((ω₀+ω₂)t)  (A14)

假定H(ω)＝1，则对于两音调情形的音频输出为

$-2c{a}_2{\mathrm{\ω}}_2^2\cos \left(\mathrm{\ω}2t\right)$

$+2a_1{a}_2(2{\mathrm{\ω}}_1{\mathrm{\ω}}_2-{\mathrm{\ω}}_1^2-{\mathrm{\ω}}_2^2)\cos \left(\right({\mathrm{\ω}}_1{\mathrm{\ω}}_2\left)t\right)---\left(A15\right)$

注意到：

1.音频信号与载波频率无关。

2.音频信号的振幅与载波电平c成比例。

3.SSB调制的两音调情形可以有失真(以差音的形式)。

4.存在+12分贝/倍频程的高频提升。

该失真以差频的形式存在，失真的振幅与a₁a₂成比例，因此，如果一个音调具有非常小的振幅(相对于1而言)，则该失真将非常小。而且，如果两个音调都具有很小的振幅(低调制指数)，则在输出中几乎不会产生失真。

从实际换能器产生的两音调已解调的音频输出为

$-2c{a}_1\left|H\right({\mathrm{\ω}}_0\left)\right|\left|H\right({\mathrm{\ω}}_0+{\mathrm{\ω}}_2\left)\right|{\mathrm{\ω}}_2^2\cos ({\mathrm{\ω}}_{2}t+{\mathrm{\θ}}_{02})$

$-2a_1{a}_2\left|H\right({\mathrm{\ω}}_0+{\mathrm{\ω}}_1)|\left|H\right({\mathrm{\ω}}_0+{\mathrm{\ω}}_2\left)\right|(2{\mathrm{\ω}}_1{\mathrm{\ω}}_2-{\mathrm{\ω}}_1^2-{\mathrm{\ω}}_2^2)\cos \left(\right({\mathrm{\ω}}_1-{\mathrm{\ω}}_2)t+{\mathrm{\ω}}_{01}-{\mathrm{\ω}}_{02})$

多音调情形

对于三音调情形推导出了表达式，并显示出已解调的音频输出大体上包括期望的三个音调加上包括三个额外的音调频率的失真积。失真积的频率为每一对期望音调的差频。例如，如果期望频率为1kHz、3kHz和8kHz，则失真积为2kHz、5kHz和7kHz。

对于多音调的情形，已解调的音频输出将包括所有期望音调加上包括每个音调对的差频的失真积。注意到失真积的频率总是在0和最高输入频率之间。即，产生的频率都不大于最高输入频率。这暗示可以减轻失真而不必扩展带宽。这是以前在共同未决美国专利申请(序列号09/384,084，Croft等人提出，1999年8月26日)中开发和记载的失真补偿器系统的基础。该方法可以与本申请一起使用，提供对源信号的预失真来补偿载波调制引入的失真。

接着，我们推导电和声调制指数之间的关系。在调制器输出端的调制百分比定义为边带振幅与载波振幅之比。对于1、2和3音调，调制指数为

$m_1=\frac{a}{c}$ 单音调                 (B1)

$m_2=\frac{a_1+a_2}{c}$ 2音调                  (B2)

$m_3=\frac{a_1+a_2+a_3}{c}$ 3音调                  (B3)

其中a为边带音调的振幅，c为载波的振幅。

换能器输出的实际声调制百分比可以使用调制百分比的定义和等式(A8)、(A9)和(A10)写出：

${m_1}^{\′}=\frac{a^{\′}}{c^{\′}}=\frac{a\left|H\right({\mathrm{\ω}}_0+{\mathrm{\ω}}_1\left)\right|}{c\left|H\right({\mathrm{\ω}}_0\left)\right|}=m_1\frac{\left|H\right({\mathrm{\ω}}_0+{\mathrm{\ω}}_1\left)\right|}{\left|H\right({\mathrm{\ω}}_0\left)\right|}$ 单音调                 (B4)

${m_2}^{\′}=\frac{a_1^{\′}+a_2^{\′}}{c^{\′}}=\frac{a_1\left|H\right({\mathrm{\ω}}_0+{\mathrm{\ω}}_1\left)\right|+a_2|H({\mathrm{\ω}}_0+{\mathrm{\ω}}_2)|}{c\left|H\right({\mathrm{\ω}}_0\left)\right|}$ 两音调                 (B5)

${m_3}^{\′}=\frac{a_1^{\′}+a_2^{\′}+a_3^{\′}}{c^{\′}}=\frac{a_1\left|H\right({\mathrm{\ω}}_0+{\mathrm{\ω}}_1\left)\right|+a_2\left|H\right({\mathrm{\ω}}_0+{\mathrm{\ω}}_2\left)\right|+a_3\left|H\right({\mathrm{\ω}}_0+{\mathrm{\ω}}_3\left)\right|}{c\left|H\left({\mathrm{\ω}}_0\right)\right|}$ 三音调                 (B6)

其中H(ω)是放大器/换能器的传递函数。结果显示实际调制百分比高度地依赖于该传递函数。例如，如果换能器在载波频率的响应低，具有50％调制的输入有可能在换能器的输出端产生200％的调制。当调制单个音调时，过调制并不是一个问题，因为单个音调不显示失真。但是，当调制多个音调或音频源材料(例如语音或音乐)时，过调制将造成严重的失真。有两种基本的方法可以避免过调制。

方法1是设计系统以便使H(ω)是平坦的。在这种情况下，电和声调制百分比是相等的。如果不存在电过调制，则通常将不会存在声过调制。音频信号可能必须引入一个低音提升来补偿Berktay的方程式(A1)中二阶导数的+12分贝倍频程的高频提升。

方法2是设计系统以便使|H(ω₀+ω₂)|与1/ω_l ²成比例。即，换能器(带有均衡器等)近似于所述二阶导数效果的逆反。在这种情况下，调制之前不需要进行音频均衡。对于恒定的载波电平，音调的振幅a对于频率将是恒定的。因为电输出的调制百分比与a成比例，声输出的调制百分比将与a/ω_l ²成比例。这第二种方法在一个实施例中通过配置一个匹配网络和换能器组合来补偿二阶导数影响被近似实现。

与上述方法无关，恒定振幅音调将产生一个随频率降低的声调制百分比。对于复杂的信号，较高的频率成分将产生较低的调制百分比并因此产生较小的失真。对此的另一种理解方法是参量阵列更有效地(由于二阶导数)产生更高的频率并因此在高频需要较小的调制。

现在转到常规参量阵列的应用，所希望的信号在范围为25kHz到100kHz的超声载波上被调幅(AM)或单边带(SSB)调制、放大，然后被施加到超声换能器或发射器。如果该超声波强度具有足够的振幅，气柱将在某一长度(该长度主要取决于载波频率)上进行解调制或下变频并将实现该参量阵列。

如上所述，H.O.Berktay在其论文“Possible Exploitation ofNon-linear Acoustics in Underwater Transmitting Applications”(SoundVibration，1965，435-462页)中已经证明，基于某些假定，已解调的音频信号p(t)在远场中与调制包络线平方的二阶时间导数成比例：

这里，出于当前目的假定k为常数。这还是参量声阵列的“Berktay远场解”。Berktay关注远场是因为在该处超声信号已不再存在(根据定义)。近场解调在较低的电平上产生相同的音频信号，但是，还存在必须被包含到通解中的超声。由于该超声是听不见的，对于参量阵列应用可以忽略它。根据此假定，Berktay的解在近场以及远场都是有效的。如上所述，方程(1)(或(A1))被用为起点，以得出使用单边带调制的离散音调情形的失真积以及电调制指数和声调制指数之间的关系。

有效的载波电平控制方法应该响应已降低的输入信号电平而降低载波电平，并且响应已增大的输入信号电平而增大载波电平。控制器还应该将载波电平保持于信号电平或信号电平之上来避免过调制和所产生的失真。

达到这些目标的第一个步骤是确定系统的音频输出音量如何受载波电平的影响。假定边带电平保持恒定，则参量阵列的音频输出电平直接与载波电平成比例。使载波电平加倍将导致音频输出电平的加倍。

例如，可以使用调节载波电平以与峰值输入信号电平直接成比例的控制方案。图1中示出了该基本载波电平控制器的一个模型。假定输入信号范围最大为±1，这使得峰值检波器输出d的范围为0到1。常数乘法器m设置调制百分比并具有0和1之间的值。图中的乘法器表明系统增益与载波电平成比例。

如果输入信号电平不随时间改变，则可以分析该控制器的稳定状态行为。峰值检波器对载波电平具有期望的影响：全输入产生全载波电平，降低的输入产生降低的载波，以及没有输入不产生载波。该控制器提供了与输入电平无关的恒定调制百分比m。但是，该系统具有增大了信号的动态范围的不希望的的影响。例如，如果降低了输入信号电平，则检波器输出将下降，其导致降低的系统增益，从而最终导致输出电平的过度下降。具体地，如果我们假定m＝1，输入电平为0dB(峰值振幅＝1)，则检波器输出将为1，音频输出d将为0dB。如果允许输入下降到-6bB(振幅＝_)，则检波器输出将为_，音频输出将为-12dB(振幅＝_)。同样，-12dB输入产生-24dB输出，以此类推。

所不希望的结果是图1中示出的系统执行了向下1∶2动态范围扩展。输入中x dB的下降将在输出中造成2x dB的下降。为了减轻载波控制器的动态范围扩展行为，该载波控制器前置了一个2∶1动态范围压缩器。所产生的级联将实现载波电平控制而不改变总的端到端系统增益。

将认识到，一种控制载波电平与输入电平成比例，或者控制载波电平作为输入电平的非减函数的方法将通过图1中示出的乘法器扩展信号的动态范围。实际的载波控制器通常属于此类，这是由于作用于系统增益上的载波电平的乘法效应。

根据以上说明，可以通过在图1的基本载波控制器之前添加一个动态范围压缩器来补偿该基本载波控制器的不希望的扩展特性。参考图2，其中示出了带有有些通用化的载波电平控制器的这样一个系统，将进一步对该系统及运行原理进行说明。在载波控制部分中峰值检波器之后添加了一个幂函数(d₂)^j。该函数在控制动态载波中给出了更多的灵活性。该幂函数可以进一步推广到任何范围和域在[0，1]中的非减函数。

通过将第二检波器的输出提高到第j次幂，其中0≤j≤1，载波电平可以从1(无动态载波)变化到全动态载波(恒定调制百分比)。所产生的载波控制器部分的动态范围扩展比为1∶(1+j)(例如对于j＝1，动态范围扩展比为1∶1；对于j＝0，为1∶1)。

接着，将寻找图2中为一稳定状态输入电平保持对于输出音频电平的输入的函数f(.)的表达式，然后我们可以简化该系统，以便其只需要一个检波器。为确保没有净动态范围扩展或压缩，将端到端系统增益设置为1(并使m＝1)，并且参考图2，很明显下式必定成立：

                k₁k₂＝1。                   (2)

通过利用

                    k₁＝f(d₁)               (3)

以及

                    k₂＝(d₂)^j               (4)

并注意第二检波器输出与第一检波器输出的关系为

                    d₂＝k₁d₁                (5)

则压缩器的增益控制函数可以表达为

$f\left(d_1\right)={d_1}^{-\left[\frac{j}{1+j}\right]}---\left(6\right)$

通过合并(2)、(3)和(6)，增益k₁和k₂都可以只用第一检波器的输出表达：

使用等式(7)，通过省略图2中的第二检波器，我们可以简化图2的动态载波控制器。图3中示出了所产生的系统。通过设置j＝1(在该点载波电平成为检波器输出的平方根： $k=\sqrt{d}$ )，可以实现具有恒定调制百分比的全动态载波控制。在另一极端情况下，即无动态载波时，设置j＝0，则k＝1，从而产生恒定载波输出1。

至此的说明内在地利用了一个假定，即输入电平是并且保持在稳态。正如将理解的那样，这只是出于说明目的，在使用实际语音和音乐节目材料的该实施例的实际实施方式中，存在信号力度变化，其需要放弃此假定。在实际中，必须处理具有快速接通(fast turn-on)或冲击瞬态值(attacktransient)的输入信号。但是，如上所述，载波电平不能上升过快，否则该变化造成的可听见的矫作物将变得对收听者显著到成问题的程度。已发现可以通过在信号通道中使用一个延迟线同时解决这两个问题。超前延迟允许在信号瞬态值到达调制器之前缓慢地将载波升高到适当的电平。如果信号在载波直线上升足够程度以便包络线容纳峰值之前到达，则会出现不希望的过调制和失真。

应当理解，根据以上说明改变载波振幅等效于载波的AM调制。如果调制频率过高，AM调制能够被参量阵列系统音频输出的收听者所听见。已发现它在频率高于约200Hz时是显著的。因此，直接的减轻策略是提供一个低通滤波器，其在载波电平控制通道中具有足够长的时间常数。已发现一个可以接受的策略是使载波上升的最大速率相当于在1毫秒的时间期间上升等于目标值(峰值)的70％。正如将理解的那样，振幅时间函数的上升斜率(导数)不受限于一个固定的值，而是受限于下一个峰值的特定百分比。该方法可以用于峰值的另一侧，将下降斜率限制为目标值的70％，该目标值在这种情况下可以是源信号电平对时间函数图的下一个波谷中的低点。

已发现这种方法在实践中工作得足够好。该方案减轻了由于生成载波包络线不够大、不够快，以致不能捕捉峰值而造成的过调制，如果上升速率的限制值是简单地固定不变的，则有可能发生这种情况。同时，充分地减小了载波调制的可听矫作物，以便基本上不会引起一般收听者的注意。尽管如此，如上所述，在某些应用，尤其是那些具有宽带低频响应的应用中，可能希望长得多的延迟。可以同样地限制包络线上升或下降的变化速率，但可以将其限制到更低的值，因为有更多的时间来超前估计峰值和波谷值并使包络线适应于信号电平，而不引入在阵列中再现的音频信号的可注意到的失真。例如，给定足够的延迟时间进行处理，如本文中所述的音频电平包络线检波器结合适当的算法可以以良好的拟合使载波适应于音频信号的包络线。

现在再次将读者的注意力转到进入信号检波器，在根据本发明原理的超前估计方法对源信号的电平进行检波中，常规电平检波方案可能常常不适当并因此存在问题。检波器必须对输入信号的峰值作出响应。平均化或RMS响应类型的检波器的使用能够造成，或更正确地说，允许过调制，因为此类检波器不捕捉信号峰值。另一方面，常规峰值检波器使用全波整流器对具有指定的冲击时间的电容充电。一旦到达冲击时间，信号波形就减小到零并且电容在指定释放时间内放电。理想地，此类检波器应具有快速冲击时间以捕捉信号峰值，和具有缓慢释放时间以避免低输入频率时可能出现的输出波纹。通常释放时间必须过量，以避免波纹，这要求较长的超前估计延迟。此外，常规峰值检波器中暗含的不对称的冲击和释放时间是载波控制所不希望的。因此，常规峰值检波器也并非最适合于动态载波源信号电平检波应用。

已认识到在该实施例中可以使用一个瞬时包络线检波器来消除常规峰值检波器的许多缺点。一种用于提取带通信号的包络线的已知技术是使用一个希尔伯特变换滤波器得出信号的同相位(I)和正交(Q，90度相位移)部分，并计算包络线为I和Q的平方之和的平方根。将认识到所构想的瞬时包络线检波器需要一个希尔伯特变换滤波器。但是，所同样构想的总体参量阵列系统已经在其SSB调制器中利用了一个希尔伯特变换滤波器。此外，该希尔伯特滤波器处于信号通道中正确的位置以与动态载波控制器一起使用，参考图4和联系该图的以下讨论可以对此理解这一点。

转到图3a，在另一个实施例中，该系统可以包括一个动态范围压缩器(或压缩器和/或扩展器)。这是通过添加动态范围压缩器(扩展器)来实现的，该动态范围压缩器通过对载波电平信号应用一种控制律(许多著名的压缩/扩展方案之一)来根据峰值检波器的输出调整输出的电平。该信号被供给到乘法器(系统增益模型)中，并且以这种方式，同时实现了载波电平控制和动态范围压缩(扩展)的功能。当然在另一个实施例中，该动态范围压缩(扩展)可以作为更早的处理步骤被独立地执行，但图中示出的实施方式可以实现硬件(例如，另一个检波器和乘法器)成本节约。作为一种替代方式，来自载波包络线处理器(信号通道中的第一个控制律框)的输出可以作为动态范围压缩器/扩展器的输入，并对控制律函数进行适当的修改来获得基本相同的结果。

图4示出了SSB调制器的一种实际实施方式，该SSB调制器带有一个利用现有希尔伯特滤波器输出以进行包络线检测的动态载波控制器。该希尔伯特滤波器的同相位和90度相移输出分别被平方后相加，其和的平方根计算出输入的包络线。提供了一个峰值保持算法(示为系统的载波调制部分中一个框)，以用于在输入信号突然减小到零时避免过调制。如果没有峰值保持框，则可能会出现以下情况：(1)输入信号突然降低到零，在希尔伯特滤波器的延迟之后，I和Q信号也降低到零，(2)检波器输出下降，(3)本来保持着先前峰值的低通滤波器的输出开始衰减，(4)载波电平减小，(5)继续通过延迟线传播的全电平信号被提供给了调制器输入端，最后，(6)由于信号电平高于载波电平(假定m＝1)，产生过调制。为处理这种过调制情况，如果检波器输出正在下降，则峰值保持框算法将检波器输出保持延迟时间τ。如果相反，检波器输出增大，则值立即被传递到保持框并且延迟定时器被复位，以便它可以在下一个电平下降期间保持完整的延迟时间τ。在执行图4中的峰值保持算法后，计算一个控制律(以下将进行完整的说明)并应用一个低通平滑滤波器。将计算出的载波电平加上一个小常数，以避免如果没有信号时除以零。下表列出并显示了动态载波控制器的一个示例性C代码程序段。

表1

使用希尔伯特滤波器的动态载波控制器的C代码程序段。

//calculate instantaneous envelope from Hilbert transform：(从Hilbert变换计算瞬时包络线：)envelope＝sqrt(xI*xI+xQ*xQ)；//Dynamic range compressor for dynamic carrier：(动态载波的动态范围压缩器：)//Peak hold envelope for delay time：(在延迟时间内的峰值保持包络：)if(envelope_held＜＝envelope){envelope_held＝envelope；       //instant attack(立即冲击)envelope_held_count＝0；         //reset hold counter(复位保持计数器)}else if(envelope_held_count++＞DELAY_DYNCARR){//if envelope＜envelope_held and done holding(如果envelope＜envelope_held并且已完成保持)envelope_held＝envelope；//instant release(after delay)立即释放(在延迟后)}//Set dynamic carrier level using control law：(envelope_held)^(j/1+j)(使用控制律设置动态载波电平：(envelope_held)^(j/1+j))ftemp＝pow(envelope_held，dynamic_carrier_power)；//Perform RC Filter：(执行RC滤波：)detector_state_DYNCARR＝detector_DYNCARR_al* detector_state_DYNCARR+detector_DYNCARR_bl* ftemp//Add small constant to avoid division by 0 when no signal present：(添加小常数，以避免没有信号时除以零)carrier_level＝detector_state_DYNCARR+1e-4；//minimum carrier：-80dB(最小载波：-80dB)//Scale delayed signals with inverse of carrier_level：(以载波电平的倒数乘延迟的信号：)xI＝xI_delayed/carrier_level；xQ＝xQ_delayed/carrier_level；//Set maximum modulation level：(设置最大调制电平：)xI＝max_modulation*xI；xQ＝max_modulation*xQ；//Add DC term for carrier injection：(添加DC项以用于载波注入：)xIp＝xI+carrier_level；//Next use xlp and xQ as input to single sideband modulator...(not shown)(下一步使用xIp和xQ作为对单边带调制器的输入...(未示出))

注意假定先前已经计算出该希尔伯特滤波器输出值xI和xQ。该代码在每次输入采样时被执行一次。

参考图5，其中示出了根据本发明和上述说明的SSB调制器和载波控制系统的另一个示例性实施例。该实施方式仅使用一个延迟线并且在抑制载波调制器之后注入载波信号。在其他方面，它类似于图4中的实施方式。比较两个实施例中的发明构思的实现，通过考察，我们可以写出图4的SSB输出，并把它简化如下

$=c\cos \left({\mathrm{\ω}}_{0}t\right)+\frac{m}{c}\left[I\right(t-\mathrm{\τ}\left)\cos \right({\mathrm{\ω}}_{0}t)-Q(t-\mathrm{\τ}\left)\sin \right({\mathrm{\ω}}_{0}t\left)\right]$

其中I(t)和Q(t)是来自希尔伯特滤波器的末相(end-phase)和90度相移信号。同样，通过考察可以写出图5的SSB输出如下

$=c\cos \left({\mathrm{\ω}}_{0}t\right)+\frac{m}{c}\left[I\right(t-\mathrm{\τ}\left)\cos \right({\mathrm{\ω}}_{0}t-{\mathrm{\ω}}_0\mathrm{\τ})-Q(t-\mathrm{\τ}\left)\sin \right({\mathrm{\ω}}_{0}t-{\mathrm{\ω}}_0\mathrm{\τ}\left)\right]$

根据这两个表达式，我们可以看到两个输出中仅有的差别是第二种实现方式(图5)的调制器中的微小的相位移常数-ω₀τ。该相位移基本上对调制器的性能没有影响。

如上所述，在实施上述发明的实施例的系统中，还使用了一个控制律用于确保SSB调制器不会过调制。图6示出了对于多个j值的计算出的控制律函数的图形。可以使用在xc[0，1]上大于或等于

并小于1的任意非减函数作为控制律。该任意非减函数将在输入电平减小时减小载波电平，因此它可以防止由SSB调制器造成的过调制。但是，应当理解，尽管电调制器被限制于100％调制(对于m≤1)，这并不意味着结果声输出也被限制于100％调制。例如，如果放大器/发射器组合对于边带信号比对于载波具有更高的增益，则发射到空气中的实际信号将具有增大的调制比。

重要的是认识到发射器输出的声调制(m’)的实际最大百分比的重要性，因为它是最终决定在收听者的位置产生的失真量的值。对于单音调输入，并假定采用上述均衡器设计方法#2，最大声调制m’与SSB调制器的最大调制m成比例并与输入频率的平方成反比：

$m\text{'}\∝m\frac{1}{{\mathrm{\ω}}^2}---\left(10\right)$

此关系的成立基于以下假定：放大器/发射器量值响应完美地平衡了Berktay的等式中的二阶导数效应，在收听者位置产生了电平的响应。已发现该假定在当前对相关参量声音再现系统的经验评估中是近似成立的，因为发射器的滚降(roll-off)特性以及较低的边带调制的使用几乎平衡了该响应。上述动态载波控制器启动与否，等式(10)都成立。如果动态载波控制器被设置为进行恒定调制，则m(电调制百分比)只是等式(10)中的一个常数，并且声调制百分比与输入频率的平方成反比。

此“频率相关调制指数”的含义是较高的频率具有减小的调制百分比，较低的频率具有增大的调制。在低频可能发生严重的过调制，即使SSB调制器处在小于100％。为避免低频过调制和所产生的失真，必须使用一个高通滤波器限制最低音频频率或适当修改换能器响应以便上述假定在低频不成立，或同时使用这两种方法。

如上所述，在另一个实施例中，可以通过预失真源信号和/或载波以补偿失真来减轻载波失真的可听见矫作物。如上所述，在本文中作为参考引入作为与本公开一致的相关指导的共同未决美国专利申请(序列号09/384,084，Croft等人提出申请，1999年8月26日，并转让给与当前申请受让人相同的受让人)中公开了一种用于预失真音频信号以补偿预期的失真的方法。在该被引用的共同未决申请中说明的失真补偿器系统根据参量阵列模型和载波电平预估出失真积。然后该失真补偿器在调制器之前预失真信号。

在上述参考的应用中，假定载波电平被设置为恒定值1。在该申请中说明的失真补偿器可以被修改成适用于可变的载波电平。与SSB通道模型(SSB Channel Model)中载波电平被设置为1不同，将使载波电平直接随产生的载波控制值而变化。载波控制值可以从0变化到1。

给定实际载波电平输入，失真补偿器可以计算要施加的正确的预失真并修改信号以实现预期的失真补偿。直接应用这种方法有一个问题：必须使载波控制信号的变化相对于通过上述参考中说明的失真补偿器级的时间延迟是缓慢的。对于(失真补偿器的)每级1毫秒的典型延迟，在一个高阶补偿器中，总的延迟将迅速增加起来。结果是快速响应动态载波检波器将导致失真补偿器中出现竞态条件。

但是，通过在动态载波系统中使用足够的超前估计延迟可以解决此问题。通过使用超前估计延迟以及通过在载波控制变量被反馈回失真补偿器级时使用该载波控制变量的延迟补偿，上述潜在的问题本身被减轻了。

如将理解的那样缌尽管紧接着的上述内容讨论了在调制之前向源信号施加一预失真，还可以以类似的方式出计算修正值，但该修正值被施加到载波。如上所述，预失真可以施加到源信号和载波信号这两者。例如，当单独考虑、计算和施加由于不同原因造成的失真时，可以使用后一种方案。

如将理解的那样，根据本发明的系统可以减少系统的净功率要求而不显著降低来自参量阵列的音频输出质量。所实现的效率可以降低系统中使用的发射器的成本，并延长其寿命。进而，本发明实现了一种系统，该系统中平均载波电平和输出能量显著较低。从一般收听者的角度，这些优点的实现没有明显牺牲音频输出质量。

如上所述，应当理解上述安排只是本发明原理的示例性应用。本领域的技术人员可以在不偏离本发明的实质和范围的情况下，设计出许多修改和替代安排。因此，尽管结合当前被视为本发明的最实际和优选的实施例在附图中示出了本发明并使用具体细节在以上对其进行了完整的说明，对本领域的普通技术人员显而易见的是，可以在不偏离本文中提出的原理和概念的情况下，作出许多修改，包括但不限于，尺寸、材料、形状、形式、功能以及运行、组装和使用方法的变化。

Claims (26)

1.一种用于提高参量扬声器系统的性能的方法，包括以下步骤：

a)在参量地再现音频信号之前延迟所述音频信号；

b)在延迟期间监视所述音频信号的电平；以及

c)根据所监视的音频信号的电平调制载波包络线，用于提供足够的功率以产生一个期望的音频输出并在不需要再现所述信号时减小载波能量，将所述被延迟的音频信号与所述被调制的载波结合以参量地再现所述音频信号，由此提高了电源使用效率。

2.根据权利要求1所述的方法，还包括预处理所述音频信号以最小化所述参量地被再现的音频信号的失真的步骤。

3.根据权利要求1所述的方法，还包括以下步骤：

a)通过以下方法减少由载波调制引起的声音矫作物以便其基本上不引起收听者的注意；

i)根据所述音频信号的第一目标值限制所述载波包络线的增长速率；以及

ii)根据所述音频信号的第二目标值限制所述载波包络线的衰减速率。

4.根据权利要求3所述的方法，还包括以下步骤：

a)提供大约1毫秒的延迟；以及

b)在所述延迟的时间期间将所述载波包络线的增长速率限制为所述第一目标值的大约70％。

5.根据权利要求3所述的方法，其中，所述第一目标值是所述音频信号的峰值振幅值以及所述第二目标值是所述音频信号的最小振幅值。

6.根据权利要求1所述的方法，其中，所述延迟最高为3毫秒。

7.根据权利要求1所述的方法，还包括通过限制作为时间的函数的、所述载波包络线的斜率的变化来限制所述载波包络线的增长速率和衰减速率的步骤。

8.根据权利要求1所述的方法，还包括分析所述被延迟的音频信号并修改所述载波包络线以构成包围所述音频信号的已被弄平滑的包络线的步骤。

9.根据权利要求8所述的方法，还包括调制所述已被弄平滑的载波信号包络线以使所述载波包络线的增长速率和衰减速率都被控制在预先设置的限制之内的步骤。

10.根据权利要求9所述的方法，还包括将所述音频信号施加到所述已被弄平滑的被调制的载波包络线上以产生一个边带信号，由此最小化由于载波包络线调制造成的所述边带信号的失真的步骤。

11.根据权利要求1所述的方法，还包括预失真所述音频信号以基本补偿由调制所述超声包络线引入的不希望的失真的步骤。

12.根据权利要求1所述的方法，还包括预失真所述载波包络线以补偿由调制所述载波包络线引起的失真的步骤。

13.根据权利要求1所述的方法，还包括在所述时间延迟期间采样所述音频信号的电平并根据所述音频信号计算对所述载波包络线的调制的最佳修改以减少载波包络线调制的不希望的音频矫作物的步骤。

14.一种用于提高参量扬声器系统的性能的方法，包括以下步骤：

a)在参量地再现音频信号之前延迟所述音频信号；

b)在延迟期间监视所述音频信号的电平；以及

c)调制将与所述音频信号关联的载波包络线以致于在所述音频信号电平的快速变化之前和之后限制增长和衰减以便弄平滑所述载波包络线以减少由于犄角调制造成的音频矫作物，由此提高参量再现的电源使用效率和减少所述音频信号的可察觉的失真。

15.一种用于最优化一个参量音频再现系统中动态音频信号再现的载波信号强度的系统，包括：

a)一个时间延迟处理器，用于延迟一个音频信号使能在参量地再现所述音频信号之前传感和处理所述音频信号；

b)一个信号包络线感测器，该感测器被配置成传感出对应于所述音频信号的一个参数的包络线；以及

c)一个载波发生器，该载波发生器被配置成根据由所述信号包络线感测器传感出的包络线产生一个调制后的载波；

d)其中延迟所述音频信号、传感所述信号包络线、产生并调制所述载波以便在所述音频信号的参量再现中提高功率使用效率。

16.根据权利要求15所述的系统，还包括一个预处理器，该预处理器被配置成预处理所述音频信号以产生所述音频信号的最小可检测失真。

17.根据权利要求15所述的系统，其中，所述载波发生器通过根据所述音频信号的目标值增大或减小所述载波的增长或衰减速率来调制所述载波。

18.根据权利要求15所述的系统，还包括一个预处理器，该预处理器被配置成预处理所述音频信号以产生所述音频信号的最小可检测失真。

19.根据权利要求15所述的系统，其中，所述时间延迟处理器延迟所述音频信号最高达3毫秒。

20.根据权利要求15所述的系统，其中，所述载波发生器这样调制所述载波，以致于所述载波的增长速率和衰减速率都被控制在预先设置的限制之内。

21.根据权利要求15所述的系统，还包括一个音频信号处理器，该音频信号处理器预失真所述音频信号以基本补偿由调制所述载波引起的不希望的失真。

22.根据权利要求15所述的系统，还包括一个载波处理器，该载波处理器预失真所述载波以基本补偿由调制所述载波引起的不希望的失真。

23.根据权利要求15所述的系统，还包括一个动态范围压缩器。

24.根据权利要求23所述的系统，还包括一个动态范围扩展器。

25.根据权利要求1所述的方法，还包括压缩所述动态范围的步骤。

26.根据权利要求14所述的方法，还包括扩展所述动态范围的步骤。

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