CN1628412A - 用于可变增益射频放大器的可变阻抗负载 - Google Patents

用于可变增益射频放大器的可变阻抗负载 Download PDF

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Abstract

在具有可变增益的射频(RF)激励放大器(102)的输出处提供可变阻抗负载(104)。在一个示例性实施例中，可变负载(104)包括与半导体器件(M1)串联的电阻器(R)。半导体器件(M1)具有由激励电流确定的阻抗级。激励电流的值与RF激励放大器(102)的增益相关。

Description

用于可变增益射频放大器的可变阻抗负载
技术领域
本发明一般针对无线通信装置，尤其涉及用于在无线通信装置的输出级中使用的可变增益射频放大器的可变阻抗负载。
背景技术
在诸如无线电话之类的应用中，无线通信装置的使用非常广泛。无线通信装置的输出级包含射频(RF)放大器。这对于大多数的无线通信装置来说都是事实，而不管调制的形式，如AM、FM等。用于无线通信装置的典型的输出级10示于图1，并包括RF激励放大器12、发射滤波器14以及RF功率放大器16。RF激励放大器12的输出端口耦合到发射滤波器14的输入端口。类似地，发射滤波器14的输出端口耦合到RF功率放大器16的输入端口。
RF激励放大器的输入18来自于图1中未示出的其它电路。本领域的技术人员将理解到所述未示出的其它电路包括，例如诸如调制器之类的处理电路。例如，无线装置可以是码分多址(CDMA)无线通信装置。在该例子中，图1中未示出的其它电路可包括CDMA处理电路和CDMA调制器电路。
RF功率放大器16的输出耦合到双工器20，双工器20的输出耦合到天线电路，为了简便起见，天线电路同样在图1中省略。本领域的技术人员将理解天线电路可包括天线(未示出)。双工器20允许天线能够用于射频信号的发射和接收。
在示例性实施例中，发射滤波器14是选择以匹配无线通信装置的工作频率范围的带通滤波器。发射滤波器14可实现为SAW滤波器或陶瓷滤波器。本领域的技术人员将理解发射滤波器14的技术要求，在这里将不作详细描述。
为了使功率转换中的效率最大，希望RF激励放大器12的输出阻抗与发射滤波器14的输入阻抗相匹配。类似地，为了最大的功率转换，发射滤波器14的输出阻抗应当与RF功率放大器16的输入阻抗相匹配。如果RF激励滤波器12具有与之相关联的固定增益，则本领域的技术人员所已知的是设设计一个具有与发射滤波器的输入阻抗相匹配的适当输出阻抗的放大器。可选地是，可在RF激励放大器12和发射滤波器14之间插入匹配电路(未示出)。
如果RF激励滤波器12的输出阻抗不能与发射滤波器14的输入阻抗相匹配，则导致高电压驻波比(VSWR)以及RF激励放大器和发射滤波器之间的次优的功率转换。阻抗的失配还不利地影响到发射滤波器14的工作，导致发射滤波器的带内和带外特性的劣化。这种失配可能导致增加的滤波器插入损耗、降低的滤波器增益平坦度、以及劣化的带外滤波器抑制。
此外，发射滤波器14的输出端口(耦合有功率放大器16)处的滤波器阻抗是发射滤波器14在其输入端口处所见的阻抗的函数。必须谨慎地控制该输入阻抗，以便确保RF功率放大器16的稳定性、线性性和效率。从而，对于发射机链中的激励放大器之后的组件(即发射滤波器14和RF功率放大器16)的工作来说，对RF激励放大器12的输出阻抗的适当控制是相当关键的。
在无线通信系统的已知实施中，RF激励放大器12的增益并不以任何显著方式进行连续变化。在某些应用中，改变RF激励放大器12的耗用电流，以节省电流并从而使电池寿命最大。耗用电流中的这种减少所带来的一个副作用是RF激励放大器的增益的最小波动，而实质上认为是固定增益。然而，在希望显著地改变RF激励放大器的增益的应用中，极其需要一种系统和方法来正确地匹配激励放大器的输出阻抗，并从而改善输出级10的性能。如将从下面的详细描述和附图中显而易见的那样，本发明提供这些以及其它优点。
发明内容
本发明在用于无线通信的射频(RF)输出电路中实施，并且包括可变增益RF放大器，该可变增益RF放大器具有输入、输出以及控制放大器增益的增益控制输入。该电路还包括耦合于放大器输出的可变阻抗负载，所述负载具有基于放大器增益的阻抗级。
在一个实施例中，可变阻抗负载的阻抗级与放大器增益成反关系。所述电路还可包括具有滤波器输入和滤波器输出的发射滤波器，所述滤波器输入耦合到RF放大器输出。滤波器具有输入阻抗，可变阻抗负载连同RF放大器一起工作，以表现出与滤波器输入阻抗相匹配的阻抗。
该电路还可包括连接到RF放大器输出和滤波器输入之间的阻抗匹配电路。所述电路还可包括具有固定增益并耦合于所述滤波器输出的RF功率放大器。
在一个实施例中，可变阻抗负载包括阻抗基于控制电流的半导体器件。控制电流可以是电流反射镜的一部分。
可变阻抗负载可包括与电阻器串联连接的晶体管，其中所述晶体管由控制电流控制，所述控制电流的电流值与放大器增益相关。在一个实施例中，晶体管可以是场效应晶体管。
附图说明
图1是无线通信装置的常规发射机输出级的功能框图。
图2是根据本发明的原理的无线通信装置的输出级的功能框图。
图3是本发明的可变阻抗负载的详细功能框图。
图4是实现图2的发明的示例性示意图。
图5是说明图4的电路所产生的补偿电流的图。
图6是说明常规输出级的电路性能的图。
图7是说明本发明的输出级的特性的图。
具体实施方式
本发明提供可变阻抗负载，其输入阻抗根据可变增益RF激励放大器的增益而变化。
本发明的一个示例性实施例例示于系统100中，以图2的功能框图示出。RF激励放大器102具有增益控制输入。在一个示例性实施例中，RF激励放大器102具有大约20-40分贝(dB)的可变增益。本领域的技术人员将理解，RF激励放大器102的输出阻抗按放大器的增益的函数而显著变化。具体来说，随着放大器的增益增加，RF激励放大器102的输出电流增加，而输出阻抗降低。相反，随着RF激励放大器102的增益减少，RF激励放大器的输出电流减少，而输出阻抗增加。从而，输出阻抗与增益(以及与RF激励放大器102的增益直接相关的输出电流)呈反变化。正是这种可变输出阻抗使得阻抗与发射滤波器14的匹配造成了困难。
为了补偿RF激励放大器102的可变输出阻抗，系统100包括可变阻抗负载104。增益控制信号或与之相关的信号耦合到可变阻抗负载104。随着RF激励放大器102的增益的改变，其输出阻抗固有地改变。可变阻抗负载104以对应的方式进行改变，以便保持与RF激励放大器的适当的阻抗匹配。因为保持了可变阻抗负载，因此与诸如发射滤波器14的固定阻抗之类的固定阻抗负载相比，显著地降低了RF激励放大器102和可变阻抗负载104的组合的VSWR(电压驻波比)。因为发射滤波器14看到的是适当的阻抗，因此适当地保持了发射滤波器的带内和带外特性。如上所述，发射滤波器14的输出阻抗是输入端口处的阻抗的函数。从而，无线通信装置的整个输出电路(即发射滤波器14和RF功率放大器16)利用可变负载阻抗104而更有效地工作。
在一个实施例中，RF功率放大器16具有固定增益。在其它实现中，RF功率放大器16可具有阶跃式增益控制，以允许对RF功率放大器的不同增益设置。例如，RF功率放大器可具有低增益设置和高增益设置，其中各设置具有特定的增益值。在另一实现中，RF功率放大器可具有低的、中等的、高的增益设置，各增益设置具有特定的值。本发明设计成与具有固定增益或诸如上述阶跃式增益设置之类的可变增益的RF功率放大器一起工作。
图3中按照输出晶体管QOUT例示出可变阻抗负载的更详细的示图，该输出晶体管实际上是RF激励放大器102(见图2)的输出激励。为了清楚起见，相关的偏置电路未示于图3。然而，用于普通的发射极NPN晶体管的偏置电路是本领域中已知的，而无需在这里详细描述。晶体管QOUT的输出受与增益设置成比例的激励电压的控制。增益设置可以是固定的选定的值，或可以是自动增益控制(AGC)的一部分。不管激励电压的源，应理解到激励电压以某种方式与激励放大器102的增益成比例。
同样示于图3的还有匹配电路106，它提供与发射滤波器14的阻抗匹配。本领域的技术人员将理解，匹配电路106理想作用是阻抗变换器，并具有对RF激励放大器102或可变负载阻抗104的小的负载效应或没有负载效应。匹配电路106仅仅根据变换对其输入处所见的阻抗进行变换，并在其输出端呈现一阻抗。在示例性实施例中，匹配电路106提供50欧姆的输出阻抗，以用于耦合入发射滤波器14的50欧姆的输入阻抗。可变阻抗负载104必须连同RF激励放大器102的变化的输出阻抗一起工作，以在匹配电路106的输入处提供适当的阻抗，使得匹配电路基本能够提供所希望的50欧姆的输出阻抗，并产生合适的VSWR。匹配电路其本身是本领域中所已知的，因此无需在此更详细地描述。
可变阻抗负载104包括与电阻器R和电容器C串联耦合的MOSFET晶体管M1。这三个元件与输出晶体管QOUT并联耦合。电容器C选择成阻挡DC电流通过FET M1。C的值相当高，它在无线通信装置所使用的典型RF频率上具有小的阻抗或无阻抗。
如上所述，提供电容器C来阻挡DC电流流过FET M1。这导致FET M1的零电压VDS，从而确保其在三极管区域中工作。
表现为对RF激励放大器102的负载的阻抗是电阻器R和FET M1的串联组合。电阻器R具有固定的值，从而表现出固定的阻抗，而FET M1提供可变阻抗，它以下面描述的方式被控制。FET M1的栅极电压由连接到FET M2的二极管提供。控制电路108将电流提供给FET M2。在图3中，控制电路按受控电流源来实现。
控制电路108由图3中所指定的作为增益控制的信号控制。本领域的技术人员认识到对RF激励放大器102(见图2)的增益控制与对可变阻抗负载104的增益控制是相关的，但无需相等同。即，与RF激励放大器102的增益相关的信号可由其它电路(未示出)以已知的方式进行进一步处理，这种已知的方式在这里无需进行详细描述。
图4是例示出控制电路108的一个实现的示意图。本领域的技术人员将认识到，可使用其它适当的电路来实现控制电路108。参考图4，控制电路108以这里标记为Q1和Q2的差动双极晶体管对实现。晶体管Q1和Q2的发射极分别通过电阻器R3和R4而耦合到基准电流源Iref。电流源Iref是固定电流源，其绝对值并不关键，并可由本领域的技术人员容易地确定。在示例性实施例中，电流源Iref提供大约100微安(μA)的电流。晶体管Q1和Q2的基极电压分别由电流源Ipc和Imc通过电阻器R1和R2来提供。电流源Ipc是正的控制信号，而电流源Imc是负的控制信号。电流源Ipc和Imc可以随RF激励放大器102(见图2)的增益控制而线性变化。在示例性实施例中，电流源Ipc和Imc变化范围是10-50μA，并根据RF激励放大器102的增益设置而反方向移动。在一个实施例中，对于RF激励放大器102的中段增益设置，电流源Ipc和Imc设置成大约30μA。30μA设置点可被称为是共模电流设置点。
晶体管Q1和Q2的集电极分别耦合到FER M3和M4。由于电流Ipc和Imc线性变化，通过晶体管Q1和Q2的集电极的电流的比率按指数规律变化。当通过晶体管Q1的电流增加，通过FET M3的电流也增加。同时，通过晶体管Q2的电流减少而通过FET M4的电流也减少。相反，当通过晶体管Q1的电流减少时，通过FET M3的电流也减少。同时，因为通过晶体管Q2的电流增加，通过FET M4的电流也增加。
FET M4以电流反射镜配置而连接到FET M5。在一个实施例中，通过FET M5的电流等于通过FET M4的电流。在一示例性实施例中，通过FET M5的电流是通过FET M4的电流的倍数。FET M5的漏极耦合到连接至FET M2的二极管，使得FETM2的栅极电压按照FET M5的电流ID而变化。与施加到FET M2的栅极电压相同的栅极电压同样施加到FET M1。从而，随着激励放大器102的增益变化，由FET M1提供的阻抗也变化。
当RF激励放大器102(见图2)的输出功率处于最大增益电平时，控制电流Ipc处于最大值，而控制电流Imc处于最小值。通过晶体管Q2的电流，并且从而通过FET M4的电流也处于最小值。结果，通过FET M5的电流反射镜的电流，以及从而通过FET M2的电流也处于最小值。在这些情况下，FET M1的栅极电压处于最小，从而FET M5关断(即高阻抗)。该配置提供了最小负载(即高阻抗)，以使得经匹配电路106变换到发射滤波器14(见图2)的输出功率最大。
由于控制电流Ipc和Imc线性变化，通过晶体管Q2的电流按指出规律变化。晶体管Q2工作产生了镜像反射到FET M5的电流。图5是例示出根据跨差动晶体管Q1和Q2的差动电压，通过FET M5的电流反射镜的所希望的电流。电压Vagc表示跨晶体管Q1和Q2的差动电压。随着差动电压的增加，电流渐进地接近最大值。
如先前所述，通过FET M5的电流可以是通过FET M4和晶体管Q2的电流的倍数，可具有最大值Iref。类似地，当跨晶体管Q1和Q2的的差动电压变得越负时，通过电流反射镜M5的电流渐进地接近零。虽然没有在数学上精确地表示出，但是能够方便地用双曲正切(tanh)函数来表征图5的曲线。即，随着跨晶体管Q1和Q2的差动电压增加，通过FET M5(以及从而FET M2)的电流以指数速率增加，但渐进地接近与偏置电流Iref相关的最大值。实际电流可以是FET M4和FET M5的几何函数。如本领域的技术人员所理解的那样，通过晶体管的电流可由沟道宽度除以沟道长度来确定。图5中例示出的最大电流由FET M5的W/L比率除以FET M4的W/L比率来确定。
图4的电路生成近似于tanh函数的电流，它与tanh([K]Vagc/VT)相关，其中K是考虑了电路中由于电阻器而产生的各种偏移的常数。值Vagc是由控制电流Ipc和Imc的流动而跨晶体管Q1和Q2而产生的差动电压。值VT称为双极晶体管的热电压，在300K时接近26mV。该tanh函数向FET M1提供了增加的控制电流，以提供非线性增加的阻抗。
在RF激励放大器102(见图2)的最大增益处，可变输出阻抗104处于最高阻抗状态。随着RF激励放大器102的增益电平的降低，控制电流Ipc的值降低，而控制电流Imc的电流增加。这增加了通过晶体管Q2和FET M4的电流。M4处的增加的电流反射到FET M4的的电流反射镜中。该又使FET M1导通，从而负载阻抗降低，但是由于RF激励放大器一开始仍然处于较高功率，因此刚开始降低较少的量。例如，如果RF激励放大器102输出增益降至其最大增益值的大约80％，则通过FET M5和FET M2的偏置电流增加，以向FET M1提供某个激励电流，使得负载阻抗降低，但是由于RF激励放大器的输出功率仍然较高并且输出阻抗较佳地得到匹配，因此，负载阻抗仍然是较高的阻抗值。在较低的增益设置处，FET M1的栅极电压增加，以在RF激励放大器的输出处提供较低的阻抗负载，因为RF激励放大器102的输出阻抗在较低的增益设置处较高。
当RF激励放大器102(见图2)处于最小增益电平时，控制电流Ipc处于最小值，而控制电流Imc处于最大值。由于控制电流Imc的高电流值，因此晶体管Q2以及从而FET M4处于最大值。通过FET M5的电流反射镜的电流同样处于最大值。结果，通过FET M2的电流也高，并且FET M1和M2的晶体管的栅极电压也高，使得FET M1导通。结果，可变阻抗负载104在RF激励放大器102(见图2)的输出处提供最大负载(即低阻抗)。
在RF激励放大器102(见图2)的高增益电平处，负载阻抗主要由关断的FET M1的高阻抗值来确定。在RF激励放大器102的低增益电平处，负载阻抗主要由电阻器R来确定，因为FET M1尽可能多地导通。在RF激励放大器102的中间增益电平处，负载阻抗由电阻器R和FET M1提供的阻抗的组合来提供。在中间电压设置处，控制电流Ipc和Imc处于上述极值之间，并且FET M1部分地导通。从而，当RF激励放大器102的放大电平高时，可变阻抗负载104处于高阻抗值，当RF激励放大器102的放大电平低时，可变阻抗负载提供低负载阻抗。
在图3至4所例示的实施例中，FET M1提供耦合至RF功率放大器102的输出的可变阻抗。FET M1是电压受控器件，其中施加到FET M1的栅极的电压基于来自控制电路108的控制电流。然而，本领域的技术人员将理解，控制电路的其它实施例可产生施加到FET M1的栅极的控制电压。在另一备择实施例中，可用作为电流受控器件的双极晶体管来代替FET M1。在该实施例中，控制电路108可向双极晶体管的基极直接提供控制电流。在另一备择实施例中，控制电路108可生成施加到双极晶体管的基极的控制电压，以产生适当的电流进入晶体管的基极，以允许可变阻抗负载施加到RF激励放大器102的输出。本发明并不限于控制电路108的特定实现(如控制电压或控制电流)，也不限于用于实现可变阻抗负载的特定器件(如双极晶体管或FET)。
图6和图7是通过电路仿真而得出的图，以示出连同或不连同可变阻抗负载104的RF激励放大器102的工作。图6是例示出没有可变阻抗负载104的情况下的对于各种增益设置的VSWR的图。随着增益控制电压Vcntrl在0.0和1.0伏特之间变化，RF激励放大器102的增益从稍微负的值变化到大约+21.5dB。图6中由曲线110例示出可变增益。曲线112例示出通过RF激励放大器102的输出器件QOUT的电流。应注意到，随着RF激励放大器102的增益增加，输出电流显著变化。同样示于图6的是VSWR，它由曲线114例示。在低增益处，VSWR超过7.0，而在较高增益处，VSWR降低到大约1.0。在低功率处，RF激励放大器102的输出阻抗可以是几百欧姆，这对于发射滤波器14的50欧姆输入阻抗来说不是好的匹配。结果是图6所示的高VSWR。
相反，可变阻抗负载104的使用允许负载阻抗较佳地匹配于RF激励放大器102的变化的输出阻抗。这例示于图7的图中，其中可变增益设置由曲线116例示。在理想的电路设计中，增益曲线110将精确地匹配于增益曲线116。然而，对可变阻抗负载104的引入对较低增益设置处的增益有较小的影响。这由图6和图7中各自的增益控制曲线110和116之间的轻微差异来反映出。图7还包括例示了RF激励放大器102的输出器件QOUT的电流的曲线112。然而，如图7中曲线118所例示的那样，可变增益阻抗102提供了显著降低的VSWR。虽然在没有可变阻抗负载104的情况下VSWR超过7.0(见图6)，但是具有可变阻抗负载104的VSWR大约是2.5或更少。认为少于3.0的VSWR对于发射滤波器14是SAW滤波器的本发明来说是可接受的。对于其它应用，根据诸如发射滤波器之类的其它组件的要求，可把可变阻抗负载104设计成对VSWR具有不同的最大值。
从而，系统100提供了降低VSWR并从而提高从RF激励放大器102通过发射滤波器14和RF功率放大器16的功率转换的可变负载阻抗。结果是输出级100的改善的效率和无线通信装置的改善的操作。
本领域的技术人员将认识到可根据本发明的教示来提供可变输出阻抗负载的其它实现。例如，可采用其它半导体器件来实现可变负载阻抗。类似地，可使用其它器件来提供与RF激励放大器的增益设置成比例的控制电流。可使用除了图5的tanh函数之外的其它数学函数来控制提供给可变阻抗半导体器件的激励电流的电平。用于可变阻抗负载的控制信号可得自于与RF激励放大器的增益相关的除了其增益控制之外的源。例如，可从来自于例如晶体管QOUT的输出电流的量度得出控制电流。
要理解到，虽然已经在上述描述中提出了本发明的各种实施例和优点，但是上述解释仅仅是示例性的，可在细节上作出改变，而仍然处于本发明的宽泛原理的范围内。因此，本发明仅由所附的权利要求限定。

Claims (23)

1.一种用于无线通信的射频(RF)输出电路，其特征在于，包括：
可变增益RF放大器，该可变增益RF放大器具有输入、输出和控制放大器增益的增益控制输入；以及
耦合于所述放大器输出的可变增益负载，该负载具有与放大器增益相关的阻抗级。
2.如权利要求1所述的电路，其特征在于，所述阻抗级与放大器增益成反关系。
3.如权利要求1所述的电路，其特征在于，还包括具有滤波器输入和滤波器输出的发射滤波器，所述滤波器输入耦合于RF放大器输出，所述滤波器具有输入阻抗，所述可变阻抗负载连同所述RF放大器一起工作，以表现出与滤波器输入阻抗相匹配的阻抗。
4.如权利要求3所述的电路，其特征在于，还包括连接在RF放大器输出和滤波器输入之间的阻抗匹配电路。
5.如权利要求3所述的电路，其特征在于，还包括具有特定增益并耦合于滤波器输出的RF功率放大器。
6.如权利要求1所述的电路，其特征在于，所述可变阻抗负载包括阻抗基于控制电流的半导体器件。
7.如权利要求6所述的电路，其特征在于，所述控制电流是电流反射镜的一部分。
8.如权利要求1所述的电路，其特征在于，所述可变阻抗负载包括与电阻器串联的晶体管。
9.如权利要求8所述的电路，其特征在于，所述晶体管是场效应晶体管。
10.如权利要求8所述的电路，其特征在于，所述晶体管具有取决于控制电流的阻抗值，所述控制电流与放大器增益相关。
11.如权利要求8所述的电路，其特征在于，还包括产生所述控制电流电流反射镜和第一及第二电流源，所述第一电流源生成与放大器增益成正比例的线性电流，而所述第二电流源生成与放大器增益成反比例的线性电流，从而控制所述电流反射镜。
12.一种用于无线通信的射频(RF)输出电路，其特征在于，包括：
RF放大器装置，该RF放大器装置具有输入、输出和控制放大器增益的增益控制输入；
耦合于所述放大器输出的负载装置；以及
耦合于所述负载装置的控制装置，用于根据放大器增益来改变所述负载装置的阻抗。
13.如权利要求12所述的电路，其特征在于，所述控制装置以与所述放大器增益相反的关系来改变所述负载装置的阻抗。
14.如权利要求12所述的电路，其特征在于，还包括滤波器装置，用于对来自RF放大器装置的输出信号进行滤波，所述负载装置连同所述RF放大器装置一起工作，以表现出与滤波器装置的输入阻抗相匹配的阻抗。
15.如权利要求14所述的电路，其特征在于，还包括连接在所述RF放大器装置和所述滤波器装置之间的阻抗匹配装置。
16.如权利要求12所述的电路，其特征在于，所述负载装置包括阻抗取决于所述控制装置生成的控制电流的半导体器件。
17.如权利要求12所述的电路，其特征在于，所述负载装置包括与电阻器串联的晶体管，所述晶体管阻抗取决于由所述控制装置生成的控制电流。
18.一种用于补偿用于无线通信的射频(RF)输出电路中的输出阻抗变化的方法，其特征在于，包括：
改变RF放大器的增益；
耦合一耦合于RF放大器的输出的负载；以及
根据放大器增益改变负载的阻抗级。
19.如权利要求18所述方法，其特征在于，所述阻抗级与放大器增益成反关系。
20.如权利要求18所述方法，其特征在于，连同耦合于RF放大器输出的发射滤波器一起使用，所述滤波器具有输入阻抗，改变负载的阻抗包括连同RF放大器输出阻抗来改变负载的阻抗，以表现出与滤波器输入阻抗相匹配的阻抗。
21.如权利要求20所述的方法，其特征在于，连同连接于RF放大器和所述滤波器之间的阻抗匹配电路一起使用，其中改变负载的阻抗包括连同所述RF放大器输出阻抗一起来改变负载的阻抗，以向所述阻抗匹配电路的输入呈现一阻抗，使得阻抗匹配电路的输出阻抗匹配于滤波器输入阻抗。
22.如权利要求18所述的方法，其特征在于，耦合耦合于所述RF放大器的输出的负载包括将半导体器件耦合于所述RF放大器的输出，所述半导体器件的阻抗取决于控制电流。
23.如权利要求18所述的方法，其特征在于，耦合一耦合于RF放大器的输出的负载包括将与电阻器串联的晶体管耦合于RF放大器的输出，所述晶体管的阻抗取决于控制电流。
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