CN1610474A

CN1610474A - 放电管用反相器电路

Info

Publication number: CN1610474A
Application number: CNA2004100859420A
Authority: CN
Inventors: 牛岛昌和; 木岛稔
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 2003-10-24
Filing date: 2004-10-25
Publication date: 2005-04-27
Anticipated expiration: 2024-10-25
Also published as: TW200515839A; KR20050039580A; TWI282711B; JP4447885B2; EP1526762A3; US7141935B2; EP1526762A2; JP2005129422A; CN1610474B; US20050088113A1

Abstract

本发明公开了一种放电管用反向器电路，包含磁性连续的中心磁芯、一次线圈及分布常数性的二次线圈的变压器。该二次线圈侧产生的漏电感与二次线圈分布电容，与靠近接近导体的放电管周边产生的寄生电容之间构成共振电路的一部分，且该共振电路共振，借此，该二次线圈包括多个具有密耦合部分与疏耦合部分的漏泄磁束型升压变压器。密耦合部分的磁相位与前述一次线圈接近。疏耦合部分的相位较前述一次线圈下的磁相位延迟。

Description

放电管用反相器电路

技术领域

本发明涉及一种反相器电路，特别是涉及一种有关于冷阴极萤光管、外部电极冷阴极管、霓虹灯等放电管用反相器电路，以及利用多个所述放电管来发光的功率大的面光源装置用反相器电路。

背景技术

近年来，随着液晶电视用背光等面光源使用多个冷阴极管，因此，需要高压电容的反相器电路。

一般而言，高压电容的反相器电路可借助于增大升压变压器及其驱动电路来实现，但是，在高压电容的反相器电路中，即使是微小的电力漏失，也会牵涉到大的发热，因此，需要高效率的反相器电路。

本发明的发明人在日本专利公开公报特许第2733817号中，提出以升压变压器的二次电路共振且减少流向一次线圈的励磁电流，并利用可改善功率的效果的漏泄磁束型反相器电路，作为高效率的反相器电路。

过去，以反相器电路的小型化、高效率化为目的，采用上述电路作为笔记型计算机用反相器电路，但是，所述笔记型计算机用反相器电路的每一根冷阴极管均需要一个漏泄磁束型变压器及二次共振电路，另外，其功率最大达到5W。

另一方面，液晶电视用背光等面光源是使用多个冷阴极管，因此，反相器电路也需要增强功率。

此外，虽然提出很多高压电容的多灯面光源用反相器电路，但是，也可并列多个过去反相器电路常用的集极共振型电路。另外，在所述例子中，为了降低反相器电路整体的成本，可在如图2所示的两根冷阴极管配置一个小型的漏泄磁束型变压器。

另一方面，如日本专利公开公报特许第2733817号所示，二次电路共振在追求高效率时是有效的，但是，由于共振型电路在一次线圈电路也有共振电路，因此，所述共振电路会互相干扰，而非常不容易调整电路常数。

此外，由于共振型电路的原理是利用流向一次线圈的励磁电流作为一次共振电路的共振电流，因此，在借助于共振型电路来实现日本专利公开公报特许第2733817号发明时，仅可将功率的改善效果利用到某种程度。因此，也常用最终可减少励磁电流的他励型电路等。

然而，无论如何，所述反相器电路不过是与冷阴极管的数量成正比，来配置多数笔记型计算机等所使用的小型高效率反相器电路的反相器电路，且反相器电路是复杂的。

在高压电容的面光源用反相器电路中，电路上最需要成本的是升压变压器及驱动电路，因此，一定要使用多个升压变压器及驱动电路会成为提高反相器电路整体成本的原因。

因此，虽然必须借助于增加放电管用反相器电路的前述升压变压器的功率，来减少升压变压器及驱动电路的个数，以实现反相器电路的低成本化，但是，会产生不容易并联地驱动冷阴极管的问题。

这是因为冷阴极管具有电流增加则电压下降的负电阻特性，因此，即使并联地驱动冷阴极管，一旦并联电连接的其中一冷阴极管亮灯，则最先亮灯的一根冷阴极管的管电压会较并联电连接的其它冷阴极管的管电压低，如此一来，会发生最先亮灯的一根冷阴极管以外的冷阴极管全部不亮的现象。

关于上述问题，如图3所示，本发明的发明人已在日本专利公开公报特愿第2004-003740号中提出稳定而并联地驱动多数冷阴极管的方法，另外，也提出了外部电极冷阴极管(EEFL)等可并联地亮灯的冷阴极管。

另一方面，若要并联地驱动多个冷阴极管，则需要用以驱动所述冷阴极管的大功率升压变压器。在如冷阴极管需要高电压的放电管用反相器电路中，基于以下所述的理由，不容易增加升压变压器的功率。首先，如果想增加升压变压器的电力，则必定要使变压器形状大型化，这样，一定要增加厚度，但是，由于在液晶用背光中要求小型化，特别是薄型化，因此，有一点厚度的形状都是不可以的。

然而，由于形状在变压器的参数中具有很大的作用，且磁路截面积与磁路长度的关系一定要维持固定的比率，因此，形状需要受限。特别是在追求薄型化时，相较于磁路截面积，必须增长磁路的长度，因此，变压器的耦合系数会变低，结果，会有漏电感Le相对于自电感Lo的比率变大的问题。附带一提的是，“漏电感”的用语是由日本电学会书籍等来定义的用语，其和借助于JIS测定法所得到的用语不同，由于同一用语分别用在不同的东西，因此，分别称作漏电感Ls(JIS)与漏电感Le(日本电学会)以示区别。上述二个漏电感可助于数学式相互变换。

所述数值之间有下列关系：

漏电感Le(日本电学会)为Le＝(1-k)×Lo

相互电感M为M＝k×Lo

漏电感Ls(JIS)为

L_{s} = \frac{1}{\frac{1}{L_{e}} + \frac{1}{M}} + L_{e} .

随着漏电感(日本电学会)Le变大，漏电感(JIS)Ls也会变大。于是，Ls是构成二次线圈的共振电路的重要参数。

当想构成日本专利公开公报特许第2733817号的高效率电路时，漏电感(JIS)Ls对放电管的阻抗Zr宜大致成为下述关系：

|X_L|≤|Z_r|

当漏电感(JIS)Ls的反相器电路动作频率的电抗与放电管阻抗大致相等或略小时，可实现高效率的反相器电路。该关系式不但适用于小型的笔记型计算机用反相器电路，也适用于大型的面光源用反相器电路中。

因此，随着面光源大功率化，若并联地驱动多个冷阴极管，则放电管阻抗Zr会变成冷阴极管的阻抗除以冷阴极管的数量，而成为极小的值。但是，当漏电感(JIS)Ls与Zr的关系为反相器动作频率的漏电感(JIS)Ls的值与Zr相等或略小的关系时，则可实现高效率的反相器电路，这意味着大功率反相器电路用变压器所需要的漏电感(JIS)Ls的值必须是小的值。

但是，实际上，若为了符合液晶背光用所需的薄型形状而限制升压变压器的形状，则如上述说明所示，由于漏电感(JIS)Ls的值一定要大，因此，所谓薄型且大电力用变压器的设计会非常困难。

另一方面，另一个着眼点在于二次线圈上产生的行波的速度也很重要。首先，随着大电力化，变压器的形状会变大，然后，二次线圈的自共振频率会变低。在冷阴极管用反相器电路中，二次线圈的自共振频率与升压有关，且成为重要的因素，其详细说明如下。

若加入分布电容所产生的影响加以详述，则变压器的线圈会成为如图4所示的分布常数状。在电力机器讲座5变压器(日刊工业新闻社刊)中详细地解析线圈的分布常数性所产生的影响作为对电力用变压器的电突波的破坏对策，根据该文献，可知变压器的线圈构成具有特定的分布常数的延迟电路。该性质如同冷阴极管用升压变压器中的二次线圈，在卷上多数极细的线时，该影响会非常显著。

在实际的冷阴极管用升压变压器中，二次线圈的分布常数性会出现在自共振频率前后或较其更高的频率。由于二次线圈形成延迟电路，因此，如图5至7所示，从二次线圈中的一次线圈附近至二次线圈中远离一次线圈的部分会发生能量的传送延迟现象，这就是所谓Phase-Shift或调相现象，且称为相位逐渐延迟的现象。调相的用语在马达领域中是众所皆知的。

本发明的调相现象是在由平成8年度(公元1996年)通商产业省关东通商产业局的辅助研究来认定时，由电子技术综合研究所(现为产业技术综合研究所)命名为「调相型变压器」。该调相现象的结果是如图8所示，二次线圈中的一次线圈附近的二次线圈的电流相位成为与一次线圈的电流相位相近的关系，且在一次线圈中所产生的许多磁束会贯入二次线圈，因此形成密耦合部。

该构造在二次线圈的漏电感(JIS)Ls与二次侧的电容成份产生共振的频率附近会显著地产生，且不会发生不共振的情况。

因此，在发现密耦合与疏耦合的构造上，二次线圈的漏电感(JIS)Ls与二次侧的电容成份产生共振是必要的条件。

二次线圈中远离一次线圈的部分的电流相位成为较一次线圈的电流相位延迟的关系，结果，许多磁束会从二次线圈上漏泄，因而形成疏耦合部。在该疏耦合部中，如图8所示，由于从一次线圈贯入的磁束几乎全部漏泄，因此，与过去的漏泄磁束和漏泄方法不同，虽然具有相同的漏电感值，但，在疏耦合部中，漏泄磁束较以前多，而产生所谓极端的漏泄磁束。(如图5至8所示的例子中，不但100％以上漏泄，也发生35％的逆相位的磁束)该磁束漏泄现象与过去的漏泄磁束不同。作为参考，如图9所示显示过去的变压器中的磁束漏泄的情况。

基于该相位的延迟现象，在分布常数性的二次线圈上前进的信号具有固定的传播速度，因此，在与驱动频率的关系下具有固定的波长。该传播速度在冷阴极管用反相器电路的变压器中为数km/秒。结果，在反相器电路的变压器的二次线圈会产生行波。若将该行波的波长设为λ，则当1/4λ的波长与二次线圈卷线轴的物理性长度一致时，如图10所示，会产生如同天线的共振或音响的共鸣箱的共振现象。此时，由于所谓1/4λ的共振频率为二次线圈的自共振频率本身，因此，借由测量变压器二次线圈的自共振频率，可得知1/4λ的共振频率。

不过，虽然在概略的知识中认为变换比愈大，变压器的升压比则愈大，但，若详细地观测，在接近自共振频率的频率中并非如此。自共振频率为二次线圈的自电感与二次线圈的分布电容(线圈间的寄生电容)的共振频率，而变压器显示最大的升压作用是在自共振频率与反相器的动作频率相等的频率时，即，为1/4λ的共振频率。

并且，当自共振频率较反相器的动作频率低时，变压器会随着失去升压作用。再者，当自共振频率变成反相器的动作频率的一半时，会产生完全无法升压的现象。即，在1/2λ的共振频率中，相较于一次线圈附近的电流相位，远离一次线圈的远距离的二次线圈所产生的电流相位会延迟180度，且成为逆相位。

即，在现有技术中，认为只要增加圈数比即可得到升压比，因此，许多在本领域所属技术人员在面对升压比不足的指摘时会借助于卷绕更多二次线圈来解决该问题。

然而，此情形牵涉到过度卷绕二次线圈的问题，且多半会发生二次线圈的自共振频率过低的状况。并且，很多时候不管过度卷绕二次线圈是否反而阻碍了升压比，由于无法得到升压比，因此，卷绕更多二次线圈来得到升压比，结果，二次线圈的圈数会变得过多，且自共振频率会更加下降。结果，会陷入逐渐阻碍升压比的恶性循环。因此，变压器二次线圈的自共振频率在冷阴极管用升压变压器中具有重要的意义，必须注意自共振频率不能太低。

另一方面，从结合系数方面来看，借助于增加变压器的二次线圈的分段数，可提高一些自共振频率，但，设定多个分段数意味着结合系数会变小，且漏电感会变大。

在大电力用反相器电路中，由于所驱动的电荷的阻抗很低，因此，在大电力用变压器中，漏电感也必须与电荷成比例而变小。因此，在增加分段数上会有限制。结果，变压器的形状愈大，自共振频率必然也会下降，因此，在大电力变压器中，为了控制漏电感不能太大，并且为了得到高自共振频率的变压器，必须满足互相矛盾的条件，如此一来，设计会变得更困难。

变压器的二次线圈为分布常数性，且构成延迟电路，因此，根据高频传送电路的理论，也会具有特性阻抗。于此，为了产生理想的密耦合/疏耦合的构造，必须整合由变压器的卷线轴的尺寸与磁芯的截面积、磁路及二次线圈的卷绕方法所决定的特性阻抗与放电管电荷的阻抗。

若未进行阻抗整合，则会产生反射波，且无法得到理想的延迟波形，而产生驻波，因此，二次线圈上的磁束漏泄会不固定，结果，无法达成最终要将磁芯损失减少至最小限度的理想条件。

在大电力用变压器中，为了减少发热，必须将铜损与磁芯损失减少至最小限度，但，同时满足漏电感、行波的速度(即，自共振频率)、特性阻抗3个条件原本就不易，若再加上必须达成薄型化的条件，则设计可同时满足所述所有条件的变压器会愈显困难。

另一方面，至今已试过好几次借助于并联地电连接多数变压器来实现升压变压器的高能化。

如图18所示，为日本专利公开公报特开第2000-138097号所揭示的例子，且显示脉冲驱动的放电管的例子。

此时，借助于并联地电连接一次线圈与二次线圈，以作为用以驱动脉冲驱动放电管的变压器，并实现大电力升压电路，特别是在脉冲变压器时，会要求漏电感的值为特别小的值，这是因为漏电感值大则无法供给di/dt大的快速的脉冲所引起的。

然而，一般而言，在并联地电连接磁束漏泄极少的变压器时，会因为变压器各自的特性不均，导致电流在变压器的二次线圈中互相流动，而使效率低劣，并且发热。因此，日本专利公开公报特开第2000-138097号的揭示例中则利用变压器的二次线圈具有的电阻成分，使电荷在各变压器之间均匀地分散。

即，在该变压器的并联电连接中，需要用以并联电连接的电抗。若电抗不足，则分散至各变压器的电荷会不均匀，当连接多数变压器时，会变成电荷仅集中在一部分的变压器。

在构成电阻的电抗时，必须考虑焦耳热发热所造成的效率降低等问题。

另一方面，当如果冷阴极管的驱动，以40KHz至100KHz的正弦波进行驱动时，为了得到用以并联电连接的电抗，需要较脉冲驱动大的漏电感值。过去，在驱动冷阴极管时，多半串联地使用镇定电容器作为镇定用电抗，但，此时的升压变压器中并未利用日本专利公开公报特许第2733817号的二次侧电路的共振，此时所使用的变压器是漏电感值小的变压器，且比本来更不适合并联连接，同时，未进行共振时的变压器的变换比会直接反映在升压比，因此，为了并联电连接，必须严格地管理升压比，以达成不会出现不均的目的。

如图19所示，是日本专利公开公报特开平第10-92589号所揭示的并联连接的例子，此时是漏电感值小的变压器，另外，二次电路并未共振。此时，在并联地电连接变压器的各二次线圈时，互相流动的电流会变多，而且会发热。

因此，当想借助于漏电感少的变压器来得到并联电连接的构造时，若不如图20所示通过镇定电容器来并联电连接，则不易实现实用的反相器电路。

专利文献1日本专利公开公报特许第2733817号

发明内容

因此，本发明欲解决的技术问题在于不易以一个大变压器来实现大电力用变压器，因此，借助于将变压器分割为多数小型或中型变压器，且使其互相电连接，来实现等同于大型变压器的大电力用变压器。另外，在维持变压器的发热少的效果下，在大电力放电管用反相器电路中，也可实现在小型反相器电路中可实现的以漏泄磁束型变压器的二次侧电路作为分布常数性的供电电路，且在二次侧电路的电容成分与漏电感之间构成共振电路，以获得高效率的方法。

另外，借助于并联地电连接多个变压器，可作为一个大电力变压器来动作，借此，可增加条件选择的范围，且可同时满足漏电感、行波速度(自共振频率)、特性阻抗、厚度形状等许多条件。

另外，当变压器的磁芯形状如JIS标准形状或近似的变形形状EE、EI型磁芯般，利用磁芯截面积大，且相较下，磁路较短的磁芯形状时，也可得到充分的漏电感值及实用的自共振频率。

而且，当使用磁路较磁芯截面积长的磁芯形状时，可借助于斜绕变压器的二次线圈，来维持高自共振频率，同时减少漏电感值。

然后，借助于与漏电感少且分布电容少的卷线方式组合，来增加条件选择的范围，且尽可能同时满足漏电感、行波速度(自共振频率)、特性阻抗、厚度形状等许多条件。

于是，本发明提供一放电管用反相器电路，其包含磁性连续的中心磁芯、一次线圈及分布常数性的二次线圈的变压器，该二次线圈侧产生的漏电感与二次线圈分布电容和靠近接近导体的放电管周边产生的寄生电容之间构成共振电路的一部分，且该共振电路共振，借此，该二次线圈包括多个具有密耦合部分与疏耦合部分的漏泄磁束型升压变压器，以使多个放电管并联亮灯，另外，该密耦合部分的磁相位与前述一次线圈接近，并贯入在前述一次线圈下所产生的多个磁束，且磁性地紧密耦合，并位于前述一次线圈附近，另外，前述疏耦合部分的相位较前述一次线圈下的磁相位延迟，且在前述一次线圈下所产生的多个磁束漏泄，并且远离前述一次线圈而磁性地疏耦合。

附图说明

下面结合附图及实施例对本发明进行详细说明：

图1是本发明的一较佳实施例的电路图。

图2是现有每两根冷阴极管配置一个小型漏泄磁束型变压器的例子的多灯面光源用反相器电路图。

图3是现有并联地驱动多数冷阴极管的电路图。

图4是现有变压器的线圈的分布电容的例子的电路图。

图5是实际的冷阴极管用升压变压器中，显示朝二次线圈中远离一次线圈的部分发生信号延迟现象的所谓Phase-Shift或调相现象的信号检测位置的例子的构造的透视图。

图6是实际的冷阴极管用升压变压器中，显示朝二次线圈中远离一次线圈的部分发生信号延迟现象的所谓Phase-Shift或调相现象的信号检测位置的例子的构造的平面图。

图7是实际的冷阴极管用升压变压器中，显示朝二次线圈中远离一次线圈的部分发生信号延迟现象的所谓Phase-Shift或调相现象的信号检测位置的例子的波形图。

图8是显示调相现象的结果，因为在一次线圈所产生的多数磁束贯入二次线圈而形成密耦合部的例子的调相型变压器的磁束模式图。

图9是现有变压器的主磁束与漏磁束的磁束模式图。

图10是现有反相器电路的变压器的二次线圈产生的行波的1/4波长与二次线圈卷线轴的物理性长度一致时产生的共振现象的例子的说明图。

图11是本发明的一电路图，说明放电管用反相器电路中，升压变压器的二次侧电路的电容成分为二次线圈产生的寄生电容Cw，与配线或分流电路和放电管周边产生的寄生电容Cs，加上补助性增加的补助电容Ca的总和值，且与所述电容成分并联地电连接放电电荷R，并在与漏电感Ls间构成共振电路的例子的电路图。

图12是本发明的一电路图，说明借由构成包含变压器的3端子等效电路的共振电路，且减少变压器一次线圈的励磁电流，并减少铜损，可提高反相器电路的变换效率的电路图。

图13的上面图表中，横轴为频率，纵轴为导纳。而下面图表中，横轴为频率，纵轴为电压-电流间的相位差。图13是说明当多次改变电阻R的值来试验，则励磁电流会减少，且功率会改善，结果，在其共振频率附近的频率中，借助于使反相器电路动作，可产生从变压器一次侧来判断的励磁电流变少的领域的图表。

图14是本发明的一变压器构造图，说明使用IO型磁芯的小型磁芯形状的变压器构造的例子的变压器构造图。

图15是本发明的一电路图，说明并联地电连接变压器的二次线圈的构造的例子的反相器电路的电路图。

图16是本发明的一电路图，说明包含在漏电感(JIS)与二次侧电路的电容成分之间构成的冷阴极管电荷的共振电路的例子。

图17是本发明的一部份截面图，说明斜绕二次线圈的构造的例子的主要部分截面图。

图18是日本专利公开公报特开第2000-138097号所揭示的脉冲驱动的放电管的例子的电路图。

图19是日本专利公开公报特开平第10-92589号所揭示的并联连接的例子的电路图。

图20是通过镇定电容器来并联电连接的例子的反相器电路图。

具体实施方式

如图1所示，是本发明的一较佳实施例，且以等效电路表示变压器。由于变压器不理想，因此有漏泄磁束，而由该漏泄磁束所构成的电感则为漏电感。

请结合如图11～16所示，漏电感与将抗流线圈插入变压器的输出的电感等效，且以Le11～Le13及Le21～Le23表示这些漏电感。另外，虽然没有描述二次线圈的自电感Lo1～Lo3，但是，其是串联地合成相互电感M1～M3与Le21～Le23的值。

Cw1～Cw3为二次线圈的分布电容，且与二次线圈的自电感一起构成自共振频率fp。另外，Xd为用以使冷阴极管并联亮灯的分流电路，且配合冷阴极管的特性适当地插入。Cs1～Csn为冷阴极管周边所产生的寄生电容，Ca为用以调整共振频率的补助电容。

在该实施例中，并联地电连接3个变压器的二次线圈。结果，漏电感Le1、Le2成为Le11～Le13及Le21～Le23，且合成Cw1-Cw3而成为Cw＝3Cw1。另外，由于二次线圈的自电感Lo也变成1/3，因此，由Cw及Lo所构成的自共振频率fp不会改变。又，冷阴极管的Cs1-Csn全部加起来变成Cs。另外，阻抗Z与冷阴极管的数量成反比。

即，当必须使面光源成为大电力且并联地电连接多个冷阴极管时，由于增加所需的变压器的数量，因此，不会破坏变压器的二次线圈的参数与放电管的阻抗或寄生电容彼此的关系，且可成正比或反比，因此，若扩张其原理，则无论多大电力的面光源都可应对。

本发明的本质在于二次线圈侧，且并联地电连接多个所述二次线圈，因此，一次线圈侧的连接不限于本实施例，所以可连接于不同的驱动电路，也可并联或串联地电连接。

接着，即使如上所述地连接，由于并联地合成变压器的个数，因此，二次线圈的特性阻抗不会对二次线圈上的行波的速度造成影响，并且也可降低特性阻抗。即，并联地电连接变压器不会成为产生驻波的原因，且可作出为了成为放电管的阻抗而整合的特性阻抗。

并且，过去在使用称作EI型或EE型的JIS标准形状的磁芯(磁路较截面积短)时，结合系数会过大，因此，不易得到本发明的作用效果。即，从Le＝k.Lo的式子可知，结合系数k过大，则Le会太小。然而，当二次线圈较过去更细，且卷绕多数二次线圈时，若增加Lo，则Le也会与其成正比地变大，因此，可得到实用的漏电感Le或Ls的值。

另一方面，若是JIS标准型形状，则自共振频率fp会过高，因此，必须降低该自共振频率fp。如果想降低自共振频率fp，可借助于增大间隙来降低实效透磁率，并卷绕更多二次线圈，或者减少分段数来实现。但，若减少分段数，则线圈的耐压会下降，而不实用。无论如何，若是JIS标准型的EE、EI磁芯形状，则变压器的厚度必然会过大，因此，不符合市场要求，且不易制作某种程度以上的大变压器作为冷阴极管亮灯用变压器，因此，终究以中型以下的尺寸形状且连接多数才是有效的实现方法。

另一方面，在大电力用变压器中，若要使变压器的尺寸形状符合市场要求，则会成为扁平形状，且相对于磁芯截面积，磁路的长度会过长，此时，结合系数会太低。又，由于实效磁透率低，因此，必须施加多数线圈，且自共振频率也会变得过低。若想提高自共振频率而增加分段数，则漏电感会变得过大。

因此，为了解决上述问题，由美国专利公开公报特许US2002/0140538或日本专利公开公报特许第2727461号及日本专利公开公报特许第2727462号可知，如图17所示，斜绕二次线圈，且与本发明的第1实施例至第4实施例组合也是有效的实现方法。

根据该方法，可提高自共振频率，另外，也可提高结合系数，因此，即使为扁平形状，也可扩大条件选择的范围，并且可自由设计。本发明是可达成市场要求的厚度10mm至13mm以下且实现40W至60W级的大电力用变压器的唯一方法。

接着，本发明可得到高效率的理由是如下所述。

本发明中，所谓放电管是以冷阴极管为中心来叙述，由于对具有类似特性的放电管而言可直接应用，因此，普遍以冷阴极管作为放电管来说明。本发明的放电管用反相器电路中，所谓升压变压器的二次侧电路的电容成份是如图11所示，为二次线圈产生的寄生电容Cw与配线或分流电路和放电管周边产生的寄生电容Cs，加上补助性增加的补助电容Ca的总和值。为了产生放电管的寄生电容，因此需要接近放电管的导体，且必须正确地规定放电管与接近导体的距离。

借助于所述二次侧电容与升压变压器的漏电感(JIS)Ls共振，可如图12所示，构成包含变压器的3端子等效电路的共振电路，且在该共振频率附近的频率中使反相器电路动作，借此，如图13所示，会产生从变压器一次侧来判断的励磁电流变少的领域，因此，可加以利用。励磁电流变少即为功率获得改善。结果，变压器一次线圈的励磁电流会减少，且铜损会减少，因此，可提高反相器电路的变换效率。

另外，在该条件下，若变压器二次线圈的自共振频率接近反相器电路的动作频率的一倍至三倍以下，则二次线圈会明显地显示出分布常数性的延迟现象，而产生二次线圈中远离一次线圈的部分的相位较二次线圈中一次线圈附近的相位延迟的所谓Phase-Shift(调相)现象。

若产生该Phase-Shift(调相)现象，则来自变压器二次线圈下的磁芯的磁束漏泄会分散至二次线圈侧的磁芯全部，因此，磁芯损失会减少。附带一提，过去的漏泄磁束型变压器中的磁束漏泄在一次线圈与二次线圈的交界处会大量漏泄，因此，磁束漏泄部分的磁芯损失会变大，且发热会集中。

接着，当将分布常数性的二次线圈视为传送路时，从延迟线的反射等可知，在未整合传送路的特性阻抗与终端电荷时，会发生反射，且产生驻波。由于该驻波对磁芯损失的平均化有害，因此，应尽量减少。此时，借助于使分布常数性二次线圈的特性阻抗与电荷的阻抗一致，则不会出现反射波，且可产生均等的Phase-Shift(调相)现象，所以可得到理想的密耦合/疏耦合的构造。

另外，在变压器的二次线圈与一次线圈的关系中，借助于构成附近部与远程部，则所产生的行波会从附近部朝远程部前进，且减少由一次线圈产生的磁束从远程部朝附近部前进的成分以极力防止驻波的产生。

另外，为了补助本发明的构造中的密耦合，首先，磁芯形状宜为I/O型形状，且中心磁芯宜为一根棒状磁芯。

其次，当磁芯基于制造上的方便而分割成EE型，且往后在组装步骤中接合时，宜仅可能没有间隙地接合中心磁芯，且磁性连接。

另外，即使与JIS标准磁芯形状相近，为磁路较磁芯截面积短的磁芯形状，只要卷绕多数较过去的反相器电路细很多的线，则即便结合系数很高，也可实现大漏电感值。

另外，所谓「磁性连续」意思是没有所示意设置的大间隙。在磁芯形状利用EE型磁芯的变压器中，由于在所示意设有中心间隙且在二次线圈下的磁芯可看到分裂的构造中，会阻碍密耦合的构造，因此，变成愈改愈坏，而不甚理想。

通常，中心间隙的目的是增加漏泄磁束且增大漏电感值，但是，就本发明的实施而言，该观念是错误的。在实施本发明时，宜尽量缩小中心间隙，且由于磁芯材料的μiac不稳定，因此，应限于作为使其稳定的目的的程度。并且，二次线圈的调整要领是固定间隙，且施加一次线圈与二次线圈，接着，使一次线圈短路，并测量二次线圈的漏电感(JIS)Ls，且判断其大小，来增减二次线圈的圈数，以调整漏电感值。

然而，所述作用在如图14所示的小型磁芯形状的变压器中已可轻易地实现，但是，以一个大的变压器来实现所述作用从上述理由来看是不容易的。

因此，借助于并联地电连接多个已可实现所述作用的小型乃至中型的变压器，可刚好如同变成一个大变压器来动作。

如图15所示，是并联地电连接变压器的二次线圈，该图中，T1、T2、T3为以适用如开关驱动等以低阻抗来驱动时的逆L型等效电路记下的变压器，Ls1、Ls2、Ls3为二次线圈侧的漏电感(JIS)。

如此一来，可并联地合成各个变压器所具有的漏电感(JIS)，且该值成为各个变压器所具有的漏电感值除以变压器的个数的值。

如此一来，若各变压器的漏电感大致均等，则流向电荷的电流会分散至各变压器，因此，电荷会分散，另外，发热会分散至各个变压器，而且，放热面积也会变大。

另一方面，由于即使并联地电连接多数线圈，变压器的二次线圈的自共振频率也不会改变，因此，在二次线圈上前进的行波的速度也与各个变压器具有的值相同，另外，升压比也不会改变。并且，分布常数性二次线圈具有的特性阻抗会成为除以变压器的个数的值。

综上所述，如果如上所述地电连接变压器，则可变换的电力会成为加算各变压器具有的能力的值。由此可知，并联地电连接多数变压器，可轻易地实现一个变压器不易实现的大电力变压器。

另外，在大电力反相器电路中，当变压器的高压电容不足时，借助于并联地电连接数量对应该不足的小型或中型变压器，可以与大电容变压器等效的变压器来动作。

另外，另一方面，由并联亮灯电路所合成的冷阴极管的阻抗等于并联地合计的阻抗。并且，因为并联亮灯电路而在冷阴极管周边产生的所有寄生电容成为合成的值。

在寄生电容与冷阴极管的数量成正比且成为加算的值之外，如上所述，合成变压器的漏电感和特性阻抗与变压器的个数成反比且成为小的值意味着由二次侧电路的电容成分与升压变压器的漏电感所构成的共振频率不会有太大的变动，另外，意指冷阴极管的合成阻抗与变压器二次线圈的特性阻抗的关系也不会有太大的变动。

即，意味着如图16所示，在漏电感(JIS)与二次侧电路的电容成分之间构成的包含冷阴极管电荷的共振电路成为非常简单的构造。由此可知，可继续维持日本专利公开公报特许第2733817号中在笔记型计算机用中实用的作用与效果，并可实现小型且简单的大电力面光源用反相器电路。

本发明所能获得的技术效果如下所述：

根据本发明，借助于组合多个变压器，并且并联地电连接二次线圈，可实现与一个大电力变压器等效的变压器，同时，不会有损于日本专利公开公报特第2733817号的作用效果，并可实现反相器电路的大电力化。

另外，反相器电路的形状亦可达成薄型化，并且可将控制电路的数量适当地设为1电路乃至2电路且低成本的反相器电路。

另外，变压器的数量与放电管的数量不必成整数倍，只要并联地电连接对应放电管的总电力的小型或中型变压器，即可实现所需电力的反相器电路。

再者，当组合本发明与日本专利公开公报特愿第2004-003740号时，放电管的数量与所使用的变压器数量的关系成正比即可，并且，也没有如过去限定对一个变压器分配放电管的数量的问题。即，例如，即使如放电管12根相对于变压器5个的除不尽的关系亦可，因此，变压器的选择自由度变大。此情形不同于过去反相器电路的设计状况中，需要开发最适合每个面光源的种类或所使用的放电管的性质的新变压器，且几乎不需要新的设计，另外，只要进行下列改良，即，继续使用从前笔记型计算机用或液晶屏幕用等常用的变压器的卷线轴中分段数较少的卷线轴，且卷上多数较过去更细的线，再调整线圈参数，则许多现有型卷线轴可利用为本发明的变压器用卷线轴。此时，当然会变成外观上几乎没有改变但性质完全不同的变压器。

因此，由于可继续活用过去的资源来实现大电力用反相器电路，所以，在许多例子中都不需要开发费用或者变得很便宜。

再加上反相器电路至放电管的配线很自由，且对反相器电路的配置没有限制，因此，反相器电路在面光源里侧或深处都可配置于任意位置。

Claims

1、一种放电管用反相器电路，其特征在于包含：

磁性连续的中心磁芯、一次线圈、及分布常数性的二次线圈的变压器，该二次线圈侧产生的漏电感与二次线圈分布电容和靠近接近导体的放电管周边产生的寄生电容之间构成共振电路的一部分，且该共振电路共振，借此，该二次线圈包括多个具有密耦合部分与疏耦合部分的漏泄磁束型升压变压器，所述密耦合部分的磁相位与所述一次线圈接近，并且贯入在所述一次线圈下所产生的多个磁束，并且磁性地紧密耦合，并位于所述一次线圈附近，所述疏耦合部分的相位较所述一次线圈下的磁相位延迟，并且在所述一次线圈下所产生的多个磁束漏泄，并且远离所述一次线圈而磁性地疏耦合。

2、如权利要求1所述的放电管用反相器电路，其特征在于：

借助于整合所述分布常数性的二次线圈所具有的特性阻抗与所述放电管所具有的阻抗，使所述分布常数性的二次线圈产生的驻波减少。

3、如权利要求1或2所述的放电管用反相器电路，其特征在于：

所述升压变压器的前述磁芯为磁路较截面积短的形状的升压变压器，并借助于增加所述二次线圈的圈数，使漏电感值增大。

4、如权利要求1或2所述的放电管用反相器电路，其特征在于：

所述升压变压器的二次线圈分别并联地电连接。

5、如权利要求1或2所述的放电管用反相器电路，其特征在于：

所述升压变压器的二次线圈是斜绕形成。