CN1608350A - 导频信号同步校验的方法和装置 - Google Patents

Abstract

一种方法包括通过比较针对连续解调的接收符号对计算的第一和第二解调的接收符号的点积之和(133)来校验导频信号模式的同步，其中在解调接收信号的第一时间指数和随后的第二时间指数上的所述发送导频信号的点积包括完全等值的导频信号模式。

Description

导频信号同步校验的方法和装置

背景技术

在例如第三代(3G)移动通信系统的无线通信系统中，基站(BS)之间可能会存在一个可变的相对时延(relative delay)。因此，无线通信系统就有可能无法同步，并且相对时延有可能随时变化，因而一个BS就要使用不同于另一个BS的导频序列。

同步方法可以用来同步移动台(MS)和基站(BS)。同步是通过执行导频信号搜索和频率获取来进行的。在接收机进行导频信号搜索，但是接收机所接收到的信号包括期望的导频信号、不期望的导频信号和噪声。而且，期想的导频信号和不期望的导频信号本身也包含噪声。所以，就有可能发生误测和伪告警。误测有可能将不期望的导频信号或者噪声识别为期望的导频信号；而伪告警有可能丢弃期望的导频信号。而且，误测和伪告警都有可能导致频率获取过程中发生错误。

因此，就需要有更好的方法来校验导频信号的同步和获取频率。

附图说明

本发明涉及的主题在说明书的结束部分被具体指出和明确要求。但是，在阅读附图时，参考下面的发明详述可以最好地理解本发明的组成和操作方法，以及其目的、特征和优点。

图1是根据本发明的一个实施例的无线通信系统实例的方框图；

图2示出了根据本发明的一个实施例的导频信号模式(pattern)的结构的方框图；

图3是根据本发明的移动台的一个实施例的方框图；

图4是根据本发明的一个实施例的校验器的方框图；

图5是根据本发明的移动台的另一个实施例的方框图；

图6是图5中的频偏估值器的方框图；以及

图7根据本发明采用的频率均衡方法的流程图。

显而易见，为了说明的简单和清楚，图中所示各个元件没有必要按照比例绘出。例如，为了清楚，相对于其他元件，一些元件的尺寸被扩大。此外，其中出于合理地考虑，图中重复的参考数字用来标识相应的或者类似的元件。

发明详述

为了全面理解本发明，在下面的发明详述中列举了大量具体细节。但是，本领域普通技术人员应该理解的是，没有这些具体细节，本发明也可以付诸实践。在其它例子中，只要不对本发明的理解产生障碍，就不再具体描述熟知的方法、过程、组件和电路。

下述发明详述的一部分呈现了在计算机存储器中的数据比特或二进制信号上的操作的算法和符号表示。这些算法说明和表示可以被信号处理领域的技术人员采用，以向本领域的其他技术人员传达他们工作的本质。

除非有其他具体的声明，如同下述讨论中明确的，显而易见，整个说明书的讨论中涉及一台计算机，或者一个计算系统，又或者一台类似电子计算设备的动作和/或处理时，都使用了诸如“处理”、“运算”、“计算”、“确定”等术语。该计算机、计算系统或者电子计算设备处理表示为物理量的，例如表示为在计算系统的寄存器和/或存储器内的电子量的数据，和/或者将这些数据转换为其它同样表示为在计算系统存储器、寄存器或者其它此种信息存储、发送或显示装置内的物理量的数据。

应该理解的是本发明可以用于不同的应用中。  这里所公开的电路和技术可以在多种装置中使用，例如无线系统的移动台，但是本发明并不限于该方面。仅仅作为一个例子，包括在本发明范围中的移动台包括蜂窝无线电话收发机、双向无线收发机、数字系统收发机等。

在本发明范围中包括的蜂窝无线电话收发机包括以下类型：码分多址接入(CDMA)、CDMA-2000、宽带CDMA(WCDMA)、用于发射和接收扩频信号的蜂窝无线电话收发机等，但是并不限于此。

转到图1，示出了根据本发明的一个实施例的无线通信系统10。无线通信系统10可以包括一个或者多个基站15、20。例如，基站15、20中的一个可以包括一个或者多个天线。基站20可以包括两个发射机和两个天线24和26，而基站15可以包括一个发射机和一个天线16。基站15可以用来发送一个导频信号模式，而基站20用来从至少两个发射机天线发送两个或者多个导频信号模式，但是本发明的范围并不限于本实施例。而且，基站20和15都包括在一个蜂窝通信系统中。但是，应该理解的是，可以使用传输语音和数据的其它通信方法和其它系统。

另外，无线通信系统10还可以包括移动台100、110、120和130。如图1所示，移动台100和120可以包括两个天线，而移动台110和130只包括一个天线。在基站的天线和移动台的天线之间存在有一个无线信道。例如，基站20的天线24和移动台100的天线102之间存在信道h₁ 30；基站20的天线26和移动台100的天线104之间存在信道h₂ 40。一个无线信道可以包括几个通路，每一通路都由其增益和时延来表征。

现在转到图2，给出一个WCDMA蜂窝系统中使用的导频信号模式的实例。一个导频信号可以包括一个或者多个导频信号模式。例如，基站20可以从天线24发射使用导频信号模式50的导频信号，也可以从天线26发射使用导频信号模式60的导频信号。而且，基站15可以从天线16发射导频信号模式50。导频信号模式50、60可以包括帧51，52。帧可以包括15个时隙，其中，“时隙#0”53是帧52的第一个时隙，并且“时隙#14”54是帧51的最后一个时隙。一个时隙包括10个调制符号“±A”，其中A代表A＝1+j；并且一个调制符号包括256个码片。另外，每个基站使用不同的码片序列来与其它基站相区别。该码片序列术语上称为“扰码”。尽管图2所示的实例涉及WCDMA蜂窝系统，但是也可以利用任何其它的导频信号模式来实现本发明。

参见图3，示出了在移动台100、110、120或130中的至少一个中使用的一个本发明的一个实施例的方框图。但是为了简单起见，图中只给出了移动台100的方框图。例如，移动台100可以包括用于接收例如导频信号模式50、60的接收天线101和102、同步器104、校验器105和频率获取模块106。

在工作中，通过天线101、102来接收导频信号模式50、60。同步器104尽力实现基站20发射的导频信号中的符号同步。在尽力实现导频信号中的符号同步时，同步器104可以给出预测同步假设。同步器104可以在一定时间间隔中将几个候选同步假设中的一个作为可能的同步假设提供。因此，在同步器104的输出端可能出现多个伪告警假设。校验器105可以校验同步器104提供的同步假设。校验器105可以检测一个时间周期内接收的信号并将接收信号的质量与确定标准进行比较。校验器105还可以检验同步假设的正确性，并且可以提供校验后的符号。频率获取模块106可以尽力通过使用正确的同步假设和校验后的符号来使移动站的频率与基站的频率同步，但是本发明的范围并不限于本方面。校验器105可以在重复校验后的符号的频率获取的同时校验导频信号中的两个或者多个符号的同步。频率获取模块106可以测量所接收的导频信号的频偏，并调整其频率源，直到频偏估计值小于用于一次或者多次重复的收敛阈值。

现在将给出校验器105和频率获取模块106工作的详细描述。应该理解的是为了缩短获取时间，要旁路频率获取模块106，使得频偏小于预定阈值。例如，旁路频率获取可以在从另一个系统切换来的移动台100上完成。

现在转到图4，示出了根据本发明的校验器105的一个实施例，但是本发明的范围并不限于本实施例。校验器105可以包括一个解调器131，一个比较器132，差分积(differential product)求和计算器133，一个比较函数134，一个能量累加器136和加法器137，138。

本发明的一个实施例可以包括两个或多个接收天线，例如移动台100，和解调器131的附加模块，但是本发明的范围并不限于本方面。给接收天线提供差分积求和计算器133和能量累加器136。加法器137，138分别用来将差分积求和计算器133和能量累加器136中的信号合并。但是为了简单起见，下面的描述只涉及具有一个接收天线的实施例。根据导频信号模式的数量，解调器131、差分积求和计算器133和能量累加器136可以包括一个或多个模块。

通过解调器131来解调接收的导频信号模式50、60，但是本发明的范围并不限于本方面。例如，解调器131要用来接收WCDMA蜂窝系统的导频信号，并且输出解调后的接收符号135。另外，解调器131可以包括一个或者多个与基站的扩展码相匹配的解扩器。通过公式1a和1b给出解调的接收符号135。公式1a是具有N个天线的基站的一般实例，而公式1b是具有两个天线的基站的实例。为了简单起见，下面给出在基站(基站20)具有两个天线和移动台(移动台110)具有一个天线的情况下的实例。但是，本发明不限于本实例，本发明可应用于具有任何数量天线的基站和移动台。

$\mathrm{Rx}\left(i\right)=(\underset{k=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{P}_k\left(i\right)\·h_k\left(i\right))\·\sin c\left(f_{0}T\right)\·e^{-j(2\mathrm{\π}{f}_{0}T(i-\frac{1}{2})+\mathrm{\θ})}+n\left(i\right)$ 公式1a

$\mathrm{Rx}\left(i\right)={[p}_1\left(i\right)\·h_1\left(i\right)+p_2\left(i\right)\·h_2\left(i\right)]\·\sin c\left(f_{0}T\right)\·e^{-j(2\mathrm{\π}{f}_{0}T(i-\frac{1}{2})+\mathrm{\θ})}+n\left(i\right)=$ 公式1b

$[h_1\left(i\right)+\mathrm{sign}\left(p_2\left(i\right)\right)\·h_2\left(i\right)]\·A\·\sin c\left(f_{0}T\right)\·e^{-j(2\mathrm{\π}{f}_{0}T(i-\frac{1}{2})+\mathrm{\θ})}+n\left(i\right)$

其中P_k为天线k发射的导频信号，T为导频符号的周期，sinc给出了由于符号内的信号旋转而造成的损失，指数项表示从一个符号到另一个符号的整个信号的旋转，n是由于热噪声、其它小区、多径或者任何其它效应造成的等效噪声项，i为所接收的解调符号的时间指数(index)，f₀是基站20和移动台100之间的相对频偏，θ可以是一个未知的常数相位。

将解调的接收符号135输入到差分积求和计算器133。差分积求和计算器133可以对于任何两个满足sign(p2(i))＝sign(p2(i+1))的符号来计算下面的差分积：

$\mathrm{Rx}(i+1)\·{\mathrm{Rx}}^{*}\left(i\right)=\left\{\right[h_1(i+1)+\mathrm{sign}\left(p_2(i+1)\right)\·h_2(i+1)]\·A\·\sin c\left(f_{0}T\right)\·e^{-j(2\mathrm{\π}{f}_{0}T(i+\frac{1}{2})+\mathrm{\θ})}$

$+n(i+1)\}\·\{[{h_1}^{*}\left(i\right)+\mathrm{sign}\left(p_2\left(i\right)\right)\·{h_2}^{*}\left(i\right)]\·A^{*}\·\sin c\left(f_{0}T\right)\·e^{j(2\mathrm{\π}{f}_{0}T(i-\frac{1}{2})+\mathrm{\θ})}+n^{*}\left(i\right)\}=$

$|h_1\left(i\right)+\mathrm{sign}\left(p_2\left(i\right)\right)\·h_2\left(i\right){|}^2\·{\left|A\right|}^2\·{\sin c}^2\left(f_{0}T\right)\·e^{-j\left(2\mathrm{\π}{f}_{0}T\right)}+\tilde{n}\left(i\right)$

                                              公式2

其中，由于相对于符号速率信道的变化速率较慢，可以假定h(i)＝h(i+1)。

而且，如公式3所示，差分积求和计算器133累加上述差分积来求出至少两个解调符号的差分积之和。

公式3

但是本发明的范围并不限于本实施例。在一个例子中，当使用N个传输天线时，对应所有传输天线，公式3中的指数i要满足P_k(i)＝P_k(i+1)。在另一例子中，求出在至少两个连续的时间指数(i，i+1)上接收到的符号对的差分积之和，其中至少一个导频信号模式的差分积之和包含完全等值的第一和第二发射的导频模式符号。

将差分积之和输入比较函数134，比较函数134会在复数形式的差分积之和中产生一个实数可比值(comparable value)。但是本发明的范围并不限于本实施例，例如，比较函数134可以使用差分积之和的实部或差分积之和的绝对值。

比较器132将导频信号50、60的至少两个解调信号的差分积之和的可比值，例如其绝对值 与自适应阈值进行比较。依赖于解调的接收信号的能量和的自适应阈值的例子可以由给出。但是，在本发明的另一实施例中，如果需要的话，可以采用不同的能量估值器。

比较器132可以按照以下的公式4工作

公式4

如果公式4的等号左边大于等号右边，则校验器105就会校验正在检测的假设为正确；反之，校验器105将校验正在检测的假设为错误。

此外，可以通过校验器105拒绝错误假设的能力和不拒绝正确假设的能力对其进行评估。拒绝错误假设的能力称为“伪告警概率”，其理想值为0。不拒绝正确假设的能力称为“误检测概率”，其理想值为0。

这里所描述的实施例中，应该理解的是，对于同步器104出来的错误候选信号，公式4等号两边都会由于噪声而出现随机变化。但是本发明的范围和应用不限于这些例子，对于伪告警概率小于0.01的情况，Const₁值要设置为大于0.3。另外，零伪告警概率会引起较高的伪检测概率。因此，就要选择合适自适应阈值来均衡该两种概率。

现在参见图5，示出了本发明的另一实施例。

实施例500可以是WCDMA蜂窝通信系统的移动台，但是本发明的范围不限于该方面。实施例500可以包括天线501，天线502，同步器104，校验器105，闪存520，频率获取模块530和自动频率控制器(AFC)540。

频率获取模块530适于根据估值的频偏提供一个频率校正信号，该频偏是根据校验后的解调的接收信号的差分积之和来估值的，但是本发明的范围不限于本方面。频率获取模块530包括一个频偏估值器531，一个频率校验计算器532，比较器533、比较器534和一个控制器535。

在工作中，例如，天线501和502可以接收图2中所示的导频信号模式50和60。如公式4所示，同步器104和校验器105通过将导频信号模式50、60中至少一个的至少一个解调的接收信号的差分积之和的可比值与自适应阈值进行比较。相同或者类似的同步器和校验器工作的实例可以结合上面的图3和图4详细描述。校验器105在频率获取模块530重复频率获取的同时校验导频信号模式50，60中的符号同步。

闪存520用来存储控制器535和校验器105的执行程序以及用来计算的值和系数，但是本发明的范围不限于该方面。

频率获取模块530可以接收解调的接收符号之和与来自校验器105的解调的接收信号，但是本发明的范围不限于该方面。频偏估值器531可以根据来自校验器105的解调的接收信号的差分积之和来估值频偏，并根据频偏估值器531估值的频偏向控制器535发送一个校正信号537。控制器535可以控制538自动频率控制器(AFC)540来降低或者升高频率。另外控制器535可以根据一组规则来控制频率获取。

频率获取模块530采用15000Hz的采样频率，并且由此可支持高达±7500Hz的频偏，但是本发明的范围不限于本实例。频率获取模块530可以有两种工作模式：瞬态模式和稳态模式。例如，在瞬态模式中，存在的假设是频偏较大(几千赫兹)；而在稳态模式中，存在的假设是频偏比较小(小于1kHz)。但是本发明的范围不限于本方面，在瞬态模式中，频偏估值器531执行公式3的不同度量(metric)，并计算如下面公式5所示的估值频偏：

${\tilde{f}}_1=\frac{-1}{2\mathrm{\πT}}{\mathrm{tg}}^{-1}\frac{\mathrm{Im}\left\{M_1\right\}}{\mathrm{Re}\left\{M_1\right\}}$ 公式5

该值可以作为校正信号537发送到AFC 540。

参见图6，示出了根据本发明的一个实施例的工作于稳态模式的频偏估值器531的方框图。频偏估值器531包括一个分离器610，一个低通滤波器(LPF)620，一个LPF 630，一个M2度量计算器640和一个频偏计算器650。

分离器610将接收信号分为与来自第一和第二发射天线的两个导频信号模式相关的两个接收序列。该分离过程根据下列公式(公式6和公式7)进行：

$\mathrm{RxAnt}1\left(i\right)=\{\mathrm{Rx}\left(2i\right)+\mathrm{Rx}(2i+1)\}/2=$

$A\·\sin c\left(f_{0}T\right)\·e^{-j(2\mathrm{\π}{f}_{0}T\left(2i\right)+\mathrm{\θ})}\·[h_1\left(2i\right)\·\cos \left(\mathrm{\π}{f}_{0}T\right)+\mathrm{sign}\left(p_2\left(2i\right)\right)\·h_2\left(2i\right)\·j\·\sin \left(\mathrm{\π}{f}_{0}T\right)]$

$+\frac{n\left(2i\right)+n(2i+1)}{2}$

                                                   公式6

$\mathrm{RxAnt}2\left(i\right)=\{\mathrm{sign}\left(p_2\left(2i\right)\right)\·\mathrm{Rx}\left(2i\right)+\mathrm{sign}\left(p_2(2i+1)\right)\·\mathrm{Rx}(2i+1)\}/2=$

$A\·\sin c\left(f_{0}T\right)\·e^{-j(2\mathrm{\π}{f}_{0}T\left(2i\right)+\mathrm{\θ})}\·[h_2\left(2i\right)\·\cos \left(\mathrm{\π}{f}_{0}T\right)+\mathrm{sign}\left(p_2\left(2i\right)\right)\·h_1\left(2i\right)\·j\·\sin \left(\mathrm{\π}{f}_{0}T\right)]$

$+\frac{\mathrm{sign}\left(p_2\left(2i\right)\right)\·n\left(2i\right)+\mathrm{sign}\left(p_2(2i+1)\right)\·n(2i+1)}{2}$

                                                   公式7

其中，i是一帧内的符号指数，而f₀是残留频偏。

公式6和公式7中的指数i的选择要满足公式8，

sign(p₂(2i))＝-sign(p₂(2i+1))    公式8

如果|sin(πf₀T)|＜＜1，就可以实现分离，但是本发明的范围不限于该方面。

分离后的两个信号612、614通过LPF 620和630以减小噪声功率。例如，低通滤波器可以是无限冲击响应(IIR)滤波器或者有限冲击响应(FIR)滤波器。经过滤波器620和630后的输出信号LpfOutputl 622和LpfOutputl 624分别输入M2度量计算器640。

M2度量计算器640根据下面的公式9进行计算。

$M_2=\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{LpfOutput}1(i+1)\·\mathrm{LpfOutput}{1}^{*}\left(i\right)+\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{LpfOut}2(i+1)\·\mathrm{LpfOutput}{2}^{*}\left(i\right)$

                                              公式9

根据公式9，频偏计算器650如下面公式10所示计算其输出：

${\tilde{f}}_2=\frac{-1}{4\mathrm{\πT}}{\mathrm{tg}}^{-1}\frac{\mathrm{Im}\left\{M_2\right\}}{\mathrm{Re}\left\{M_2\right\}}$ 公式10

转到图5，控制器535可以接收频偏估值器531的输出。此外，控制器535将频偏估计器531的输出信号乘以一个因子α，并且把相乘的结果发送到AFC 540。频率因子a根据最终频偏变化来调整收敛速度。上述参数值的所选值为：N＝50个符号，a＝0.5，但是本发明不限于本实例。

此外，比较器534从频偏估值器531接收来自度量M₁的解调的接收符号差分积之和的实部，并经过一次或多次重复频率获取后，将该差分积之和的实部和一个校验阈值进行比较。一直重复此种过程，直到超出该校验阈值。

转到图7，示出了根据本发明的一个实施例的频率获取的方法。控制器535使用该方法，但是本发明不限于该方面。控制器535可以根据下述方法来控制频率获取过程。该方法首先将频率获取的重复次数初始化为零，方框700。下一步计算频率校正值(分别利用瞬态模式和稳态模式的

或者 )，方框710。控制器535经由控制线538将频率校正值送给AFC 540，方框720。频率校验计算器532计算频率校验度量，方框730。在下面的公式12中给出此种度量的一个实例。频率校验度量可以是解调的接收符号实部的可变(sliding)和。例如，比较器534通过将度量M3的可变和与频率校验阈值比较来进行频率校验，方框740。这个过程由下面的公式11描述：

注意到微分度量M₁的实部可以作为公式4中所得的绝对值的相反值使用。

频率校验度量可以描述为公式12：

$\mathrm{FrequencyVerifier}\left(t\right)=\underset{k=t-N_{\mathrm{RA}}}{\overset{t}{\mathrm{\Σ}}}{M}_3\left(k\right)>\mathrm{FrequencyVerifierThreshold}$ 公式12

所选参数值为N_RA＝3(上面最后四个值求和)和FrequencyVerifierThreshold＝1.0，但是本发明不限于该方面。如果符合公式12的标准，就在控制器535宣布成功(方框760)之前测试第二标准(方框750)。第二标准是所述频偏要小于收敛阈值。比较器533将估值的频率阈值的绝对值和收敛阈值进行比较。而且，控制器535要重复频率获取，直到所述频偏小于所述收敛阈值。但是，如果不满足上述标准，就要检测第三标准，方框770。控制器535要检测估值的频率误差是否变得大于频率发散收敛阈值，并且如果满足该标准就提供一个失败信号(方框795)。如果不满足上述标准，如方框780所示，控制器535就会通过逐一增加计数来计算重复频率获取的次数。控制器535在声明失败之前可以允许频率获取尝试的重复次数为NMAX，方框790。如果控制器535在一个预先确定的重复次数(方框760)中成功完成频率获取，就会提供一个成功信号；反之，如果没有在一个预先确定的重复次数(方框795)中成功完成频率获取，就会提供一个失败信号。

为了简单起见，上面给出的描述是基于基站(例如基站20)具有两个天线和移动台(例如移动台110)具有一个天线的情况。但是，本发明适用于基站和移动台具有任何数量天线。

在此已经说明和描述了本发明的一些特征，对于本领域的技术人员来说，可以进行许多修改、替换、改变和其对等物。因此，应该理解的是所附的权利要求书覆盖了在本发明的实际精神中的所有此种修改和改变。

Claims (35)

1、一种方法，包括：

通过将第一和第二解调的接收信号的差分积之和的可比值和一个自适应阈值进行比较来校验导频信号模式的同步。

2、如权利要求1所述的方法，进一步包括：

根据所述第一和所述第二解调的接收符号的能量和来修改所述自适应阈值。

3、如权利要求1所述的方法，进一步包括：

通过发射天线来发送所述导频信号模式；和

通过接收天线接收两个所述导频信号模式。

4、如权利要求3所述的方法，进一步包括：

通过两个发射天线发送两个导频信号模式；和

通过接收天线接收该两个导频信号模式。

5、如权利要求1所述的方法，进一步包括：

计算连续解调的接收符号对的差分积之和，其中在解调的接收符号的第一时间指数和随后第二时间指数内的所述差分积包括完全等值的导频信号模式。

6、如权利要求1所述的方法，其中校验同步进一步包括：

将所述第一和所述第二解调的接收符号的差分积之和的绝对值与所述自适应阈值进行比较。

7、如权利要求1所述的方法，进一步包括：

在频率获取中，校验所述导频信号中的两个符号的同步。

8、如权利要求7所述的方法，其中获取所述频率包括：

根据校验后的解调的接收符号的差分积之和来估值频偏；和

根据估值的频偏来调节所述频率。

9、如权利要求8所述的方法，其中获取所述频率进一步包括：

重复频率获取，直到所述频偏小于一个用于一次或者多次重复的收敛阈值。

10、如权利要求9所述的方法，其中获取所述频率进一步包括：

当估值的频率误差大于一个用于一次或者多次重复的频率发散阈值时，中止获取所述频率。

11、如权利要求7所述的方法，其中获取所述频率进一步包括：

将经过一次或者多次频率获取后的解调的接收信号的差分积之和的实部的可变和与校验阈值度量相比较；和

重复频率获取，直到超过阈值。

12、一种装置，包括：

一个差分积求和计算器，用于计算连续的解调接收符号对的差分积之和，其中在解调的接收符号的第一时间指数和随后第二时间指数内的所述差分积包括完全等值的导频信号模式。

13、如权利要求12所述的装置，进一步包括：

一个能量累加器，用来根据所述解调的接收符号的能量和来调节所述自适应阈值。

14、如权利要求13所述的装置，进一步包括：

一个比较器，用来将所述导频信号模式的所述至少两个解调符号的差分积之和与所述自适应阈值相比较。

15、如权利要求14所述的装置，进一步包括：

一个比较函数，用来将所述导频信号模式的所述至少两个解调符号的差分积之和的绝对值与所述自适应阈值相比较。

16、一个无线通信系统，包括：

一个具有两个天线的基站，其中基站用来发射两个导频信号模型；和

一个移动台，用来通过将解调的接收信号的差分积之和的可比值和一个自适应阈值相比较来校验所述两个导频信号模式的同步。

17、如权利要求16所述的无线通信系统，其中所述移动台进一步包括：

一个能量累加器，可以根据所述解调的接收符号的能量和来调节所述自适应阈值。

18、如权利要求16所述的无线通信系统，其中所述移动台进一步包括：

一个频率获取模块，用于根据估值的频偏来提供一个频率校正信号。

19、一个装置，包括：

一个校验器，通过将解调的接收信号的差分积之和与一个自适应阈值相比较来校验导频信号模式的同步；和

一个闪存，用于与校验器可操作地连接。

20、如权利要求19所述的装置，进一步包括：

一个能量累加器，用于根据所述解调的接收符号的能量和来调节所述自适应阈值。

21、如权利要求20所述的装置，其中所述导频信号包括两个导频信号模式。

22、如权利要求19所述的装置，进一步包括：

一个频率获取模块，用于根据估值的频偏提供一个频率校正信号，该估值的频偏是根据校验后的解调接收符号的差分积之和来估值的。

23、一个装置包括：

一个频偏估值器，用来根据瞬态模式下的第一微分度量来估值所述频偏，并且根据稳态模式下的第二微分度量来估值所述频偏。

24、如权利要求23所述的装置，进一步包括：

一个频率校验计算器，用来计算解调的接收符号的实部的可变和；以及

一个控制器，用来根据所述估值的频偏提供频率校正信号。

25、如权利要求24所述的装置，进一步包括：

第一比较器，用来将所述估值的频偏与一个收敛阈值相比较，其中所述控制器用来重复频率获取，直到所述频偏小于所述收敛阈值。

26、如权利要求25所述的装置，进一步包括：

第二比较器，用来将所述解调的接收符号的实部的可变和与频率校验阈值相比较，其中所述控制器用来重复频率获取，直到该可变和超过所述频率校验阈值。

27、一种包括其上存储指令的存储媒质的物品，当该指令由计算平台执行时，其结果是：

通过将解调的接收符号的差分积之和的可比值和一个自适应阈值相比较来校验导频信号模式的同步。

28、如权利要求27所述的物品，其中所述指令进一步导致：

根据所述导频信号模式中的所述解调的接收符号的能量之和来调节所述自适应阈值，其中该导频信号模式由至少一个接收天线接收。

29、如权利要求28所述的物品，其中所述指令进一步导致：

计算在至少两个连续时间指数(i，i+1)上的解调的接收符号对的差分积之和，其中在第一个时间指数(i)和第二时间指数(i+1)上的至少一个导频信号的差分积包括完全等值的所述控制信号模式。

30、如权利要求29所述的物品，其中所述指令进一步导致：

将所述解调的接收符号的差分积之和的绝对值与所述自适应阈值相比较。

31、如权利要求29所述的物品，其中所述指令进一步导致：

校验一个导频信号模式的至少一个符号的同步，同时重复频率获取。

32、一种包含其上存储指令的存储介质的物品，当该指令由计算平台执行时，其导致：

将经过两次频率获取后的解调的接收信号的差分积之和的实部与一个校验阈值的度量相比较；和

重复频率获取，直到超过阈值。

33、如权利要求32所述的物品，其中所述指令进一步导致：

重复频率获取，直到所述频偏小于收敛阈值。

34、如权利要求33所述的物品，其中所述指令进一步导致：

当估值的频偏误差大于频率发散阈值时，中止所述频率获取。

35、如权利要求34所述的物品，其中指令进一步导致：

根据校验后的解调的接收符号的差分积之和来估值频偏；以及

根据估值的频偏来校正频率。

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