CN1260914A - 数字蜂窝接收机中的信号检测方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及数字蜂窝网接收机中的一种信号检测方法。在所需信道上,接收所需有用信号和至少一个来自与所需信道相邻的信道的干扰邻近信道信号的组合。根据本发明,共同地确定有用信号和至少一个邻近信道信号的信道估算。该估算可以这样来实现:可以利用接收机所知的参考部分如训练序列,也可以利用判定反馈所得到的码元或比特判定。然后,利用有用信号和邻近信道信号的信道估算来检测有用信号。该估算也可以单独地、并行地或顺次地进行,这样,在检测之前,可从有用信号中消除重建的干扰信号。

Description

数字蜂窝接收机中的信号检测方法

本发明涉及数字蜂窝网接收机中的一种信号检测方法，该方法是，在所需信道上接收所需有用信号和至少一个来自与所需信道相邻的信道的干扰邻近信道信号的组合。

蜂窝网接收机接收以特定信道发射的信号。邻近信道上发射的信号对这一信号产生干扰，称之为邻近信道干扰。各个频分信道相互接近。例如，在GSM系统中，信道的中频彼此之间相隔200kHz，而调制谱略大于200kHz。因此信道之间没有防护频带。由于GMSK调制方法的这些特性，所用的邻近信道的频率范围相互渗透。再者，小区中同一信道上所要发送的信号在某些地方更会造成对该信号的干扰，这通称为同信道干扰。

在现有蜂窝网中，干扰信号在接收机中用随机加性白高斯噪声来近似。只有当干扰信号相对于所需信号而言足够弱时，这种近似才足够精确。因此，如果邻近信道上所用的功率相差太大，那么这些信道相互干扰过多。在GSM系统中，邻近信道所允许的发射或接收功率最多相差9dB。

就系统的功能性而言，由于必须允许有较大的功率差，因此，不可能在同一小区中使用邻近信道。蜂窝网采用一种重复使用模式，这种模式确定在这些小区中如何重复使用这些信道。如果重复使用模式例如是7时，那么该小区及其六个邻近小区每个都用一个(或一些)不同的信道。重复使用模式规划需要射频使用的详尽规划。一旦通过广泛测量无线场而将该网络交付使用时，便可对该规划的结果进行测试。在网络扩建时，规划和测量也是重要的步骤。

信号由于障碍物所造成的反射通常沿不同的路径传播，并以不同方式所延时的信号分量到达接收机。这种现象称为多径传播。对信号码元而言，这造成了码元间干扰，其中，码元将部分重叠。在蜂窝无线系统中的信号中，一般包括一个预定参考部分，利用这一预定参考部分，可以在接收机处估算信号传播的多径信道。利用因此得到的信道估算，可将所接收的信号校正到与源信号一致。

CDMA系统采用一种特别的导频信号和/或宽带扩展码作为该参考部分。

TDMA系统采用一种训练序列作为该参考部分。例如，GSM系统采用八个训练序列，虽然它们可被选择，以便不类似于信号中所传送的编码数据，但它们是每个脉冲串的唯一部分。在特定小区中在特定信道上工作的发射机都用同一训练序列。在邻近信道和同信道上的发射机用不同的训练序列。因此接收机可以区分正确信号和同时到达的干扰信号。由于通过频率规划使干扰信号功率足够小，因此在接收机处只不过将干扰信号作为加性白高斯噪声来处理。无需有关干扰信号的信息，就可以进行实际信道估算、校正和检测。这在正确进行了频率规划的蜂窝网中，不会造成任何问题。

然而，由于移动通信正不断成为通用网，运营者趋向于使用可得到最佳可能效益的射频范围。这要求减少重复使用模式，甚至可能用值为1的重复使用模式。那么，必须在同一小区中使用邻近信道。

通过引入分层小区结构，还可提高蜂窝网容量，在这种结构中，小区大小不同，其直径从数十公里到几十或几百米不等。这样的小区称为宏小区、微小区和微微小区。在这些小区中，邻近信道的功率电平差可能悬殊很大并造成严重干扰。

例如，在CDMA系统中，试图通过使上行链路方向上的所有信号在基站接收机处获得相同的功率电平的方法，来解决邻近信道的功率控制问题。下行链路方向上的所有信号都以恒定功率发送。这一思想应用于GSM系统的缺陷在于，功率控制的动态范围应从目前的电平30dB提高到60-100dB。然而，在不同的小区类型之间，这是不可能的，因为会出现太大的干扰。

一种减小邻近信道所造成的干扰的理论上的方案是增加信道之间的防护频带。然而，这会浪费使用的频率范围，并且对现有系统而言，如果不改变特性，其实现也是不可能的。

关于CDMA系统，讨论了各种干扰消除技术的应用。然而，所述技术应用于TDMA系统实际上更困难，因为信号的分离不象在CDMA系统中那样在所发送的波形中被优化。另外，在CDMA系统中，一般性地讨论了同信道干扰消除，因为本发明本身的焦点在于邻近信道所引起的干扰消除。

芬兰专利公布944 736例如描述了在接收机处怎样实现同信道干扰消除。然而，所述公布没有描述如何消除邻近信道干扰。

简而言之，可看到，现有操作使网络的射频规划复杂化，妨碍了小重复使用模式的采用，并影响现有系统的进一步发展。

本发明的目的是，通过消除邻近信道所造成的干扰信号，来提供一种在蜂窝接收机中进行信号检测的改进措施。

这可用序言中所说明类型的本发明方法来实现，该方法其特征在于，共同地确定有用信号和至少一个邻近信道信号的信道估算，利用有用信号和邻近信道信号的信道估算来检测有用信号。

本发明还涉及数字蜂窝网接收机中的一种信号检测方法，该方法是，在所需信道上接收所需有用信号和至少一个来自与所需信道相邻的信道的干扰邻近信道信号的组合。根据本发明，这种方法其特征在于，确定有用信号和至少一个邻近信道信号的信道估算，利用邻近信道信号的信道估算根据有用信号重建邻近信道信号，从有用信号中消除所重建的邻近信道信号，利用有用信号的信道估算来检测有用信号。

本发明还涉及一种数字蜂窝网接收机，该接收机用来在所需信道上接收所需有用信号和至少一个来自与所需信道相邻的信道的干扰邻近信道信号的组合。根据本发明，这种接收机其特征在于，包括一个信道估算器，用来共同地确定有用信号和至少一个邻近信道信号的信道估算，一个检测部分，用来利用有用信号和邻近信道信号的信道估算来检测有用信号。

本发明还涉及一种数字蜂窝网接收机，该接收机用来在所需信道上接收所需有用信号和至少一个来自与所需信道相邻的信道的干扰邻近信道信号的组合。根据本发明，这种接收机其特征在于，包括至少一个信道估算器，用来确定有用信号和至少一个邻近信道信号的信道估算，利用邻近信道信号的信道估算根据有用信号重建邻近信道信号的重建装置，从有用信号中消除所重建的邻近信道信号的装置，一个检测部分，用来利用有用信号的信道估算来检测有用信号。

利用本发明可得到很多优点。通过比较干扰信号，可选定最大干扰信号中的一个或多个作为干扰消除主体。根据本发明，还可以消除邻近信道信号所造成的干扰。这使得能采用较小的重复使用模式，并简化射频规划。或者说，如果无需提高系统容量，本发明可改善无线连接质量或增加无线连接范围。

根据本发明，可以共同地确定有用信号和至少一个邻近信道信号的信道估算。这尤其适合于实现用户终端接收机，因为此时本发明对于接收机的实现不会增加附加的费用。

那么，当确定邻近信道信号的信道估算时，可利用所产生的变动的训练序列，其中考虑了所需信道与邻近信道之间的频差所造成的相位失真。这提高了信道估算的精确度。相应地，当检测所需信号时，也可考虑到相位失真。

根据本发明，还可以并行地确定有用信号和至少一个邻近信道信号的信道估算，并可利用邻近信道信号的信道估算根据有用信号重建邻近信道信号。这一过程尤其适合于基站，因为对于所要接收的每一信道，它需要一个接收机。这种实施方式的优点在于质量，因为，如果干扰的构成是已知的，那么更容易较精确地消除干扰。

根据本发明，除所需信道之外，还可以接收至少一个与该所需信道相邻的信道，再通过滤波将所需信道与邻近信道分离。然后相继进行信号估算和检测。这种实施方式尤其适合于用户终端，因为它与前一实施方式相比相对简单。

本发明还使得能用这样的方法来确定有用信号和至少一个邻近信道信号的信道估算：对于该有用信号和至少一个邻近信道信号，不是用参考部分，而是用接收信号所构成的码元或比特判定。这种已知的方法称为判定反馈。这种信道估算的估算方法尤其适合于：

-例如在这样的蜂窝无线系统中更新信道估算，这种无线系统包括基于参考部分的信道估算，但在这种系统中，在两个参考部分之间，信道有时间作很大的改变(例如，由于发射机处于快速行进的车辆中或由于在参考部分之间有很长的时隙)。

-在这样的蜂窝无线系统中估算和更新信道估算，这种无线系统例如可能在由CDMA系统用户终端指向基站的传输路径上没必要包括实际参考部分或码元。那么，可能最好进行大量的递归，以估算信道估算和码元判定，使得，所估算的码元可确定信道估算的估算，而所估算的信道估算可确定码元序列的估算。这种递归的重复确定方法也是已知的，在本申请中，旨在用于盲信道估算。

根据本发明，在基于GSM的系统中，在下行链路方向上，对信号可采用一种特定调制方法，这种调制方法实际上可使得比常规调制方法能更好地防止邻近信道所造成的干扰。而在上行链路方向上，对信号可采用常规调制方法如GMSK调制方法。利用这种实施方式可得到一个很大的好处；根据本发明，可对基站的接收机和发射机进行必要的改变。但用户终端的接收机不需要改变，这样，现有的用户终端能仍用于所改进的网络中，其中，例如简化了重复使用模式。根据本申请人所作的研究，在这种情况下，例如OQAM方法(偏移正交调幅)可很好地作为这种特定调制方法，因为，可使其解调与用户终端接收机所使用的现有解调相符。

本发明可使得在系统中例如在分层蜂窝无线网的邻近小区中使用相近的频率，其中所用功率电平可以相差很大。这种情形的一个例子是覆盖了大区域范围的宏小区和所述区域内的办公楼的室内微微小区。这种优点遍及CDMA、TDMA以及各种混合系统。

下面，将参照附图中的例子来详述本发明，其中

图1示出了本发明的蜂窝网，

图2示出了邻近信道信号对所需信号的干扰，

图3示出了信号结构的离散时间模型，

图4A示出了共同地确定信道估算的本发明的接收机，

图4B示出了采用一组天线的本发明的接收机，

图5示出了各自并行地确定信道估算的本发明的接收机，

图6示出了接收比所需信号实际上更宽频带信号的本发明的接收机。

本发明可适用于允许邻近信道所造成的干扰的所有数字蜂窝无线网。这里，用GSM系统作为例子，但不能将本发明局限于此。因此，TDMA系统、CDMA系统、SDMA系统以及各种同时采用不同的多重方法的混合系统都是本发明涉及的蜂窝无线网的例子。

图1描述了本发明的蜂窝网的一部分。基站100以信道890.2MHz接收移动台102所发送的信号104。另一小区的移动台106以相同的信道890.2MHz向它的基站发送信号108。相邻小区中的移动台110以信道890MHz向它的基站发送信号112。相应地，另一相邻小区中的移动台114以信道890.4MHz向它的基站发送信号116。这些信号传输基本上同时出现，以致接收机100的所需信号104(在890.2MHz频率点)此时受以下信号的干扰：

-同信道信号108(也在890.2MHz频率点)，

-较低频率的邻近信道信号112(在890MHz频率点)，和

-较高频率的邻近信道信号116(在890.4MHz频率点)。

由于在本发明中，尤其要讨论邻近信道信号所造成的干扰消除，因此，对于所需信号，应着重考虑干扰是如何出现的。图2示出了x轴上的频率和y轴上的功率谱。曲线200是所需信道上的信号的功率谱。曲线202是低于所需信道的信道上的如GSM系统中的频率为f1-200kHz的信号的功率谱。曲线204是高于所需信道的信道上的如频率为f1+200kHz的信号的功率谱。GSM系统中GSMK调制方法所产生的谱从某种意义上来说本质上是无穷的，因此，邻近信道必然相互重叠；重叠区206、208在图中用阴影线来表示。在阴影区206，邻近信道信号202干扰所需信号200。在阴影区208，邻近信道信号204也干扰所需信号200。

本发明可用于在信道之间有保护频率区的蜂窝网。本发明还可用于这样的蜂窝网，其中频率尽可能相互接近，以至于近到信道彼此部分重叠。本发明还可用于这样的蜂窝网，这些蜂窝网采用了一种扩展频率信道，即这种信道大大宽于(如200kHz)正常信道。对于保护频率和/或信道宽度，本发明的蜂窝网还可以部分适用的，即网络运营者可以根据情况以他想要的任何方式来处置它们。

所要处理的信号可用图3中所示的离散时间模型来描述。该系统包括N_c个发射机，它们以同一信道f1并在同一时隙进行发射。另外，系统还包括N_a个发射机，它们与信道f1的发射机同时地以与信道f1邻近的信道f0和/或f2进行发射。每个发射机在时隙中发射信号，如射频脉冲串，该脉冲串包括要发射的码元序列，长度为K，处在相同信道a_K，nc＝(a_1，nc，a_2，nc，…a_K，nc)上和处在邻近信道a_K，na＝(a_1，na，a_2，na，…a_K，na)上。每个信道的脉冲响应处在相同信道h_L，nc＝(h_0，nc，h_1，nc，…h_L，nc)上和处在邻近信道h_L，na＝(h_0，na，h_1，na，…h_L，na)上。L是码元的信道存储器的长度。矢量r_K＝(r₁，r₂，…r_K)是所接收的信号序列。矢量n_K是独立的白高斯噪声。这种模型是在这样的前提下进行简化：假定信道存储器长度是有限的并且对所有信道而言是相等的。至于本发明，这种模型足够准确，因为实际上接收机只处理有限的脉冲响应。

如果每个码元抽样一次，所接收的信号r_K可写为： $r_K=\underset{n_c=1}{\overset{N_c}{\mathrm{\Σ}}}\underset{l=0}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{l,n_c}{a}_{k-1,n_c}+\underset{n_a=1}{\overset{N_a}{\mathrm{\Σ}}}\underset{l=0}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{l,n_a}{a}_{k-1,n_a}+n_k----\left(1\right)$

接收机必须能从所接收的信号r_K中检测出N_c+N_a个所发射的数据序列a_K，n。如果信道状态不重叠，那么这是很可能的。在蜂窝网中，信道以随机的相位和幅度进行相加，因此重叠的可能性很小。

图4A示出了本发明的接收机的简化框图。图4A只包括描述本发明所必须的块，而对熟练技术人员而言，显然常规的蜂窝网接收机还包括有更多的功能和结构，这里不必对其进行详述。实际上，该接收机可以是例如一种GSM系统中常用的接收机，该GSM系统包括本发明所要求的一些更改。

天线400所接收的含有所需信号、邻近信道信号所造成的干扰以及同信道信号所造成的干扰的和信号输入到射频部分402，和信号由此再输入到滤波器404，在此通过带通滤波器对和信号进行所需信道的选择滤波。和信号在进一步处理装置406中被变换为中频或直接变换为基带。信号被解调为I和Q部分。对I和Q信号进行A/D传输。然后对该信号进行更精确的滤波。进行了所述处理后，信号从进一步处理装置406输入到检测部分414以及输入到信道估算器408。信道估算器408估算出信道估算，即对于每个信道的矢量h，该矢量在不同的延时描述多径传播的信号分量的幅度和相位。对这些信号进行共同的信道估算。假定接收到N_c个同步同信道，即一个所需信道和N_c-1个干扰同信道，此外接收到N_a个同步干扰邻近信道。同信道的信道响应表示为： $h_n^c=(h_{0,n},h_{1,n},...h_{L,n}),n=\mathrm{1,2},...N_c---\left(2\right)$

每个矢量的长度为L+1，具有复数信道分量加权。相应地，邻近信道的信道响应表示为： $h_n^a=(h_{0,n},h_{1,n},...h_{L,n}),n=\mathrm{1,2},...N_a---\left(3\right)$

同信道和邻近信道的脉冲响应集中成如下矢量h： $h={(h_1^c,h_2^c,...h_{N_c}^c,h_1^a,h_2^a,...h_{N_a}^a)}^T---\left(4\right)$

分成前置码和中间码的训练序列，在第n个同信道上表示为： $m_n^c={(m_{0,n},m_{1,n},...m_{P+L-1,n})}^T,n=\mathrm{1,2},...N_c---\left(5\right)$

而在第n个邻近信道上表示为： $m_n^a=(m_{0,n},m_{1,n}\·e^{j2\mathrm{\Πf\ΔT}},m_{2,n}\·e^{j2\left(2\mathrm{\Πf\ΔT}\right)},m_{3,n}\·e^{j3\left(2\mathrm{\Πf\ΔT}\right)}),$ $m_{(P+L-1),n}\·e^{j(P+L-1)\left(2\mathrm{\Πf\ΔT}\right)}{)}^T,n=\mathrm{1,2},...N_a---\left(6\right)$

当确定邻近信道信号的信道估算时，利用变动的训练序列，其中考虑了所需信道与邻近信道之间的频差所造成的相位失真。公式中，复值混频波信号是通过将它们置于e的幂中而产生，fΔ为频差，即所需信道与邻近信道之间的中频差，而j表示虚数，由此，波可变为正弦的。这些公式包括L+P个元数m_p，n，其中L为前置码的长度，它与信道存储器的长度相等，而P为中间码的长度。前L比特为前置码比特，而随后的B比特为中问码比特。

因此，与中间码比特相应的接收信号可用下式表示：

y=Mh+n                                    (7)

其中，n代表具有协方差矩阵R的高斯噪声抽样，而矩阵M＝(M^c ₁，M^c ₂，…M^c _Nc，M^a ₁，M^a ₂，M^a _Na)包括所发射的训练序列，对于同信道M^c _n，n＝1，2，...，N_c用矩阵可表示为： $M_n^c=\left[\begin{array}{ccc}{m}_{L,n}& ...m_{1,n}& m_{0,n}\\ m_{L+1,n}& ...m_{2,n}& m_{1,n}\\ \underset{.}{\overset{.}{.}}& & \underset{.}{\overset{.}{.}}\\ m_{P+L-1,n}& ...m_{P,n}& m_{P-1,n}\end{array}\right]----\left(8\right)$

相应地，对于邻近信道，考虑到循环的训练序列，也可形成一个矩阵，

最大可能性的信道估算由下式得到： ${\widehat{\left(h\right)}}_{\mathrm{ML}}={\left(M^H{R}^{-1}M\right)}^{-1}{M}^H{R}^{-1}y---\left(10\right)$

假定噪声为白噪声，则上式可简化为： ${\widehat{\left(h\right)}}_{\mathrm{ML}}={\left(M^{H}M\right)}^{-1}{M}^{H}y---\left(11\right)$

这便可得出所需信号的多径信道估算、干扰同信道信号的多径信道估算以及干扰邻近信道信号的多径信道估算。

对于每个信号，当信道估算器408依次或者并行地估算了所需信道、同信道和邻近信道的信道估算后，这些信道估算输入到装置410，在此得出每个信号的接收功率。信道估算又输入到装置412。从装置410所得出的每个信号的接收功率也输入到装置412。在装置412中，将邻近信道信号和同信道信号对有用信号所造成的干扰进行比较，并判定哪个或哪些干扰应当消除。所需信号和至少一个最大的干扰信号的信道估算从装置414输入到检测部分414。在检测部分414中，通过从有用信号中消除最大干扰信号的影响，检测出所需信号。

众所周知，在码元与白高斯噪声之间出现干扰的情况下，最优联合检测算法是一种联合最大可能性序列估算(JMLSE)，它可以递归地用维特比算法来实现。采用这种标准的网格搜索技术，可由JMLSE算法用以下最大可能性判据，从所有可能的序列中找出最有可能发射的码元序列： $\max \left[p\left(r_K\right|a_{K,1},a_{K,2},...a_{K,N})\right]$

    a_K，n                                     (12)

    n∈[1，N]

其中，p(r_K|a_K，1，a_K，2，…a_K，N)是一个联合概率密度函数，其随机变量r_K取决于发射序列a_K，N。最有可能发射的码元序列使上式的值最大。如果假定是独立噪声，那么上式可写成： $\max \left[\underset{k=1}{\overset{k}{\mathrm{\Π}}}p\left(r_K\right|a_{L+\mathrm{1,1}},a_{L+\mathrm{2,2},...}{a}_{L+1,N})\right]$

    a_K，n                                         (13)

    n∈[1，N]

其中，矢量a_L+1，n包括以第n个信道先发射的L+1个码元，即a_L+1，n=(a_K，n，a_K-1，n，…，a_K-L，n)。假定噪声是高斯噪声，其均值和偏差σ²均为0，那么条件概率密度函数可写成： $p\left(r_K\right|a_{L+\mathrm{1,1}},a_{L+\mathrm{2,2}},...a_{L+1,N})=\frac{1}{\sqrt{2}\mathrm{\Π\σ}}\exp (-\frac{1}{2{\mathrm{\σ}}^2}{|r_K-\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\underset{l=0}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{1,n}{a}_{k-1,n}|}^2)---\left(14\right)$

利用上式14，可将式12变换为: $\min \left[\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{|r_K-(\underset{n_c=1}{\overset{N_c}{\mathrm{\Σ}}}\underset{l=0}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{l,n_c}{a}_{k-1,n_c}+\underset{n_a=1}{\overset{N_a}{\mathrm{\Σ}}}\underset{J=0}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{1,n_a}{a}_{k-1{,h}_a}{e}^{\mathrm{jk}\left(2\mathrm{\Πf\ΔT}\right)})}^2\right]$

    a_K，n                                        (15)

    n∈[1，N]

该式获得所有可能的序列的欧几里德距离的最小和。

由于维特比算法的采用需要概率密度函数的递归公式，因此JMLSE路径矩阵的最终形式是：

    J_k(a_k，n)＝ $J_{k-1}\left(a_{k-1,n}\right)+{|r_K-(\underset{n_c=1}{\overset{N_c}{\mathrm{\Σ}}}\underset{J=0}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{1,0_c}{a}_{k-1,n_c}+\underset{n_a=1}{\overset{N_a}{\mathrm{\Σ}}}\underset{J=0}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{l,n_a}{a}_{k-1{,n}_a}{e}^{\mathrm{jk}\left(2\mathrm{\Πf\ΔT}\right)})}^2--\left(16\right)$

其中，项J_K-1(a_K-1，n)，n＝1，2，…N_c+N_a代表网格的前阶段的残余路径矩阵。

JMLSE网格图中状态的数量为2^NL。实际上，接收机的计算能力限定了可被共同检测的信号数量或信号的多径数量。在蜂窝网中，某个干扰信号比其余干扰信号更突出，因此，最好消除至少一个最强干扰信号的影响。

在同步网中，一种联合估算和检测可得到最佳结果。如果该网络不是同步的，那么在脉冲串当中干扰情况可能会有变化。此时，根据有影响的脉冲串部分来估算干扰。对于每个训练序列(假如它造成了干扰)，信道估算是独立进行的。那么，由于干扰的时序是未知的，因此信道估算本质上是一种滑动测度(slidingmeasure)。滑动是指，根据所需信号训练序列的时序，来搜寻干扰信号的训练序列。

干扰同步问题的另一种解决方案是，采用一种能并行地接收、估算和检测信号的接收机。这种操作尤其适合于一般可同时接收若干信号并检测这些信号的基站。

图5示出了这种接收机。从某种意义上来说，这种接收机就是图4A中所描述的接收机，只是它提供了如下所述的多个接收机支路和频移特性。图5中所示的接收机包括三个接收机支路。每个接收机支路分别用滤波器404A、404B、404C对所需信道f0、f1、f2进行滤波。

下面，详细地考查一下信道f1的接收机支路的功能。在该接收机支路中，含有所需信号、邻近信道信号所造成的干扰以及同信道信号所造成的干扰的和信号按图4A中所述的方法进行处理。

起频移作用的是对所需信道和同信道的信道估算进行估算的信道估算器408A、408B、408C。因此，不对邻近信道进行信道估算。这些信道估算和功率值输入到信道估算总线和功率总线504。信道估算总线506将每一接收机支路所得到的信道估算发送到自己接收机支路的重建装置500B和发送到其他接收机支路的重建装置500A、500C中，然后又发送到自己接收机支路的检测部分414B。相应地，功率总线504将每一接收机支路所得到的功率估算发送到自己的500B重建装置和其他500A、500C接收机支路的重建装置中。在重建装置500B中，利用从信道估算总线506得到的邻近信道信号信道估算和从码元总线508得到的在第二接收机支路接收到的信号序列，从所需信号中得出邻近信道信号。所得到的邻近信道信号再输入到装置502B。在装置502B中，从所接收到的有用信号中减掉重建后的邻近信道信号即信道f0和/或信道f2的邻近信道信号。然后，在检测部分414B中，利用有用信号的信道估算检测出有用信号。从检测部分414B中识别出的码元经进一步处理，然后输入到码元总线508，该码元总线将所识别出的码元发送到所述信道可能对其造成邻近信道干扰的那些邻近信道(在此为信道f0和f2)。

因此，图5中所述的接收机，就接收机支路而言，利用了需要干扰邻近信道这一特性。信道之一很可能比其他信道强，因此，更容易检测。其他信道的检测可利用这样的事实：根据所述最强信道的内容可重建最强信道对邻近信道所造成的干扰。如果有足够的容量可用，那么某些接收机支路可检测仅仅是造成干扰的信号，因为在所描述的方式中，简化了某些信道的干扰消除。

重建装置500B的功能基于这样的事实：当知道邻近信道的脉冲响应h和脉冲方式p时，根据式p^*h便可得到在所述的所需信道的频率处接收到的干扰，其中^*为卷积运算符。

对于较低频率处的邻近信道，及时采用傅里叶综合或相应的卷积，可由下式得到脉冲方式p(t)：

    p(t)＝mf_TX(t)e^jωt*mf_RX(t)              (17)

其中mf_TX(t)代表发射滤波器脉冲方式的脉冲响应，e^jωt代表信道之差，mf_RX(t)代表接收滤波器脉冲方式的脉冲响应，^*为卷积运算符。

相应地，对于较高频率处的邻近信道，可由下式得到脉冲方式p(t)：

    p(t)＝mf_TX(t)e^-jωt*mf_RX(t)              (18)

其中mf_TX(t)代表发射滤波器脉冲方式的脉冲响应，e^-jωt代表信道之差，mf_RX(t)代表接收滤波器脉冲方式的脉冲响应，^*为卷积运算符。

采用多个天线如2-20个独立天线的天线配置可连接到该接收机。此时接收机如图4B中所描述的一个接收机。天线400A-400N所接收到的和信号输入到各自的射频部分402-402N中，和信号由此输入到滤波器404A-404N，然后再输入到进一步处理装置406A-406N中。为了处理天线400A-400N所接收到的信号，每个天线支路都有各自的处理装置，共有N个装置。然后，在复用器420中，例如以从每个天线支路到一个队列的脉冲串形式，将所有天线支路的信号依次复用。进行了所述复用后，信道估算器408、装置410、装置412以及检测部分414均与图4A中相同，只是对于所有天线支路，它们只有公共的一组这些装置。因此，节省了接收机的造价。

检测部分414接收N个抽样脉冲串。与每个脉冲串相应的信道估算同样从装置412输入到检测部分414。所检测到的约一个脉冲串的比特从该检测部分414中输出。检测部分414可以是例如VMLSE类型(矢量最大似然序列估计)，这种VMLSE类型如文章“Escartin，Marko & Ranta，Pekka A，‘Performance of the VectorMLSE Technique for Antenna Arrays in TDMA Mobile Systems’”中所述。

信道估算器408和装置410可对每个脉冲串进行处理，无论它是由天线400A-400N中哪个天线接收到的。

装置412根据所有N个天线数据作出判定，并决断所要消除的干扰。对于N个脉冲串，装置412将关于N个天线的所述干扰的估算发送到装置414。

图5示出了一种接收机，它也可以接收包括三个同信道的频率范围的宽频带。所接收的频带后来被数字滤波后到各信道。图6示出了这样一种接收机，其中滤波器600、602和604每个都对一个信道进行滤波。邻近信道信号利用频率传输被变换到基频，这种频率传输装置如图中的606和608。基频信号在装置610中相互复用，再顺次输入到信道估算器408中，在信道估算器中，为每个信号估算所需信道和同信道的信道估算。然后，在检测器414中检测出最强信号，据此可在图5的接收机中所示的其他信道上消除邻近信道信号干扰。

上述方法可很好地用于未来蜂窝网接收机。为了将上述方法充分应用于现有网络，要求改变基站和用户终端的接收机。本发明可这样用于现有的基于GSM的系统中：下行链路方向上所用的接收机用来接收由特定调制方法所调制的信号，这种调制方法实际上可使得比常规调制方法能更好地防止邻近信道所造成的干扰。根据现有技术，该接收机可用来检测按特定调制方法调制的信号，即用户终端接收机不需要有任何的改变。上行链路方向上所用的接收机用来接收按常规调制方法例如按GMSK调制方法所调制的信号，根据本发明，该接收机可用来检测按常规方法调制的信号。因此，这种改变仅限于基站的发射机和接收机。根据本申请人所进行的试验，OQAM方法(偏移正交调幅)可很好地作为这种特定调制方法。所允许的最小C/I比可将GMSK调制方法中的-9dB改进到OQAM方法中的-30dB。

尽管以上参照附图中的例子描述了本发明，显然本发明并不局限于此，而可以在附属权利要求书中所阐述的本发明思想的范围内以多种方式进行修改。

Claims (31)

1.数字蜂窝网接收机中的一种信号检测方法，该方法是，在所需信道上接收所需有用信号和至少一个来自与所需信道相邻的信道的干扰邻近信道信号的组合，其特征在于，

共同地确定有用信号和至少一个邻近信道信号的信道估算，

利用有用信号和邻近信道信号的信道估算来检测有用信号。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，在确定这些信道估算时，利用接收机所知的有用信号和邻近信道信号中的参考部分。

3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，在确定这些信道估算时，利用判定反馈所得到的码元或比特判定。

4.如权利要求1所述的方法，其特征在于，在确定邻近信道信号的信道估算时，利用所产生的变动的训练序列，其中考虑了所需信号与邻近信道之间的频差所造成的相位失真。

5.如权利要求1所述的方法，其特征在于，当在邻近信道的重建中检测有用信号时，考虑了所需信道与邻近信道之间的频差所造成的相位失真。

6.数字蜂窝网接收机中的一种信号检测方法，该方法是，在所需信道上接收所需有用信号和至少一个来自与所需信道相邻的信道的干扰邻近信道信号的组合，其特征在于，

确定有用信号和至少一个邻近信道信号的信道估算，

利用邻近信道信号的信道估算根据有用信号重建邻近信道信号，

从有用信号中消除所重建的邻近信道信号，

利用有用信号的信道估算来检测有用信号。

7.如权利要求6所述的方法，其特征在于，并行地确定有用信号和至少一个邻近信道信号的信道估算。

8.如权利要求6所述的方法，其特征在于，

还接收至少一个与所需信道相邻的信道，

通过滤波将所需信道与邻近信道分离，

利用频率传输将邻近信道变换到所需信道频率，

依次确定有用信号和至少一个邻近信道信号的信道估算。

9.如上述权利要求6-8中任一所述的方法，其特征在于，在确定这些信道估算时，利用接收机所知的有用信号和邻近信道信号中的参考部分。

10.如上述权利要求6-8中任一所述的方法，其特征在于，在确定这些信道估算时，利用判定反馈所得到的码元或比特判定。

11.如上述权利要求中任一所述的方法，其特征在于，对于下行链路和上行链路方向，选择不一样的特定调制方法，并用本发明的方法来检测至少一个传输路径的信号。

12.如权利要求11所述的方法，其特征在于，在基于GSM的系统中的下行链路方向上，对信号采用一种特定调制方法，这种调制方法实际上可使得比常规调制方法能更好地防止邻近信道所造成的干扰，并根据现有技术，来检测按特定调制方法调制的信号，而对于上行链路方向上的信号采用常规调制方法例如GSMK调制方法，并根据本发明的方法，来检测该上行链路信号。

13.如权利要求12所述的方法，其特征在于，这种特定调制方法是OQAM方法(偏移正交调幅)。

14.如上述权利要求中任一所述的方法，其特征在于，参考部分是训练序列。

15.如上述权利要求1-13中任一所述的方法，其特征在于，参考部分是导频信号。

16.如上述权利要求1-13中任一所述的方法，其特征在于，参考部分是宽带扩展码。

17.一种数字蜂窝网接收机，该接收机用来在所需信道上接收所需有用信号和至少一个来自与所需信道相邻的信道的干扰邻近信道信号的组合，其特征在于，该接收机包括：

一个信道估算器(408)，用来共同地确定有用信号和至少一个邻近信道信号的信道估算，

一个检测部分(414)，用来利用有用信号和邻近信道信号的信道估算来检测有用信号。

18.如权利要求17所述的接收机，其特征在于，在确定这些信道估算时，信道估算器(408)用来利用接收机所知的有用信号和邻近信道信号中的参考部分。

19.如权利要求17所述的接收机，其特征在于，在确定这些信道估算时，信道估算器(408)用来利用判定反馈所得到的码元或比特判定。

20.如权利要求17所述的接收机，其特征在于，在确定邻近信道信号的信道估算时，信道估算器(408)用来产生变动的训练序列，其中考虑了所需信道与邻近信道之间的频差所造成的相位失真。

21.如权利要求17所述的接收机，其特征在于，在重建邻近信道信号时，检测部分(414)用来计及所需信道与邻近信道之间的频差所造成的相位失真。

22.一种数字蜂窝网接收机，该接收机用来在所需信道上接收所需有用信号和至少一个来自与所需信道相邻的信道的干扰邻近信道信号的组合，其特征在于，这种接收机包括：

至少一个信道估算器(408B)，用来确定有用信号和至少一个邻近信道信号的信道估算，

利用邻近信道信号的信道估算根据有用信号重建邻近信道信号的重建装置(500B)，

从有用信号中消除所重建的邻近信道信号的装置(502B)，

一个检测部分(414B)，用来利用有用信号的信道估算来检测有用信号。

23.如权利要求22所述的接收机，其特征在于，该接收机包括至少两个信道估算器(408A、408B)，用来并行地确定有用信号和至少一个邻近信道信号的信道估算。

24.如权利要求22所述的接收机，其特征在于，除所需信道之外，该接收机还用来接收至少一个与该所需信道相邻的信道，还在于，该接收机包括：

用来通过滤波将所需信道与邻近信道分离的装置(600、602)，

用来利用频率传输将邻近信道变换到所需信道频率的装置(606)，

唯一一个信道估算器(408)，用来依次确定有用信号和至少一个邻近信道信号的信道估算。

25.如上述权利要求22-24中任一所述的接收机，其特征在于，在确定这些信道估算时，信道估算器(408)用来利用接收机所知的有用信号和邻近信道信号中的参考部分。

26.如上述权利要求22-24中任一所述的接收机，其特征在于，在确定这些信道估算时，信道估算器(408)用来利用判定反馈所得到的码元或比特判定。

27.如上述权利要求17-26中任一所述的接收机，其特征在于，在基于GSM的系统中的下行链路方向上所用的接收机用来接收特定调制方法所调制的信号，这种调制方法实际上可使得比常规调制方法能更好地防止邻近信道所造成的干扰，并且根据现有技术，该接收机用来检测按特定调制方法调制的信号，而上行链路方向上的接收机用来接收常规调制方法例如GMSK调制方法所调制的信号，并且根据本发明的方法，该接收机用来检测按常规调制方法所调制的信号。

28.如权利要求27所述的接收机，其特征在于，这种特定调制方法是OQAM方法(偏移正交调幅)。

29.如上述权利要求17-28中任一所述的接收机，其特征在于，参考部分是训练序列。

30.如上述权利要求17-28中任一所述的接收机，其特征在于，参考部分是导频信号。

31.如上述权利要求17-28中任一所述的接收机，其特征在于，参考部分是宽带扩展码。

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