CN1593017B - 用于偏差补偿的方法和设备 - Google Patents

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Abstract

揭示了提高导频检测精度的技术，这类技术有利于提高采集速度、提高数据率、减小功率和改进整个系统容量。在一个方面，把对应于一局部导频能量最大值PN偏差周围诸PN偏差的导频能量计算值与该局部导频能量最大值(510)组合起来(530)，得到补偿后更精确的局部导频能量最大值。在另一个方面，组合的邻近能量计算值通过带有预计算的补偿系数的函数与该局部导频能量最大值相组合，确定预计算的补偿系数以尽量减小最后补偿的局部导频能量最大值的均方误差。这些系数基于匹配滤波器(即基站)计算。本文所述的技术同样适用于接入点与接入终端(即移动站)二者。

Description

用于偏差补偿的方法和设备
背景
领域
本发明一般涉及通信，尤其涉及新颖改进的导频信号采集方法与设备。
背景
广泛布设的无线通信系统可提供话音、数据等各类通信，这些系统可以基于码分多址(CDMA)、时分多址(TDMA)或某些其它调制技术。CDMA系统比其它类系统有一定优点，包括系统容量大。
CDMA系统可设计成支持一种或多种CDMA标准，诸如(1)“双模宽带扩展谱蜂窝系统的TIA/EIA-95-B移动站-基站兼容标准”(IS-95标准)，(2)“双模宽带扩展谱蜂窝移动站的TIA/EIA-98-C推荐的最低限度标准”(IS-98标准)，(3)由联合体提供名为“第三代合作计划”(3GPP)的标准，包含在成套实施文件包括文件号3GTS25,211、3GTS25.212、3GTS25.213和3GTS25.214(W-CDMA标准)，(4)由联合体提供名为“第三代合作计划2)(3GPP2)的标准，包含在成套实施文件包括“cdma 2000扩展谱系统的TR-45.5物理层标准”、“cdma 2000扩展谱系统的C.S0005-A上层(层3)发信标准”和“C.S0024 cdma2000高速率包数据空中接口规程”(cdma 2000标准)，和(5)一些其它标准。这些标准都引入于此作参考。本文把实施cdma 2000标准的“高速率包数据规程”的系统称为高数据率(HDR)系统，该系统已编制于TIA/EIA-IS-856“CDMA2000高速率包数据空中接口规程”中。并引入于此作参考。推荐的无线系统还提供用单一空中接口进行HDR与低数据率组合服务(如话音与传真服务)。
为扩展发送的数据，包括发射的导频信号，CDMA系统普遍应用了伪随机噪声(PN)序列。在题为“Diversity Receiver in a CDMA Cellular TelephoneSystem”的美国专利No.5,109,390中，描述了CDMA接收机常用的RAKE接收机，该专利已转让给本发明受让人，并引入于此作参考。扫视(RAKE)接收机通常包括一个或多个探测来自相邻基站的直接导频与多径导频的搜索器和两个或多个接收并组合来自这些基站的信息信号的多径解调器(查找器)。在1994年9月30日提交的题为“Multipath Seaarch Processor for Spread SpectrumMultiple Access Communication System”的共同待批美国专利申请08/316,177和1999年3月31日提交的题为“Programmable Matched Filter Searcher”的共同待批美国专利申请09/283,010中，都描述了搜索器。该两份申请已转让给本发明受让人，并引入于此作参考。
在设计直接序列CDMA系统历来要求接收机必须将其PN序列对准基站的序列。发送PN序列单值所需的时间称为片，而片变化的速率称为片速率，如在IS-95中，各基站和用户单元都使用完全一样的PN序列。基站通过在产生其PN序列时插入独特的时差而与其它基站区分开来。在IS-95系统中，所有基站都相差64片的整数倍。用户单元对基站指定至少一个查找器与其通信，为了与该基站通信，指定的查找器必须将正确的偏差插入其PN序列。除了同一PN序列的偏差外，也可对每个基站使用独特的PN序列来区分诸基站，此时查找器要调节其PN发生器，以对指定基站产生正确的PN序列。
在搜索器设计中，进入信号增高的取样率转换为更精细的时间分辨率，从而得到以PN空间搜索精度来衡量的较佳结果。然而，这些较佳结果通常伴随着要权衡增加的运算时间或增大的复杂性或二者。成熟的做法是以两倍于片速率的分辨率向搜索器提供进入接收信号的样本，这样在执行确定导频位置的搜索计算时，接收机产生的PN序列与埋入接收信号里的PN序列在对准时总存在半片的不确定性。
这一导频采集失准的原因是，对指定假设的被测试偏差的能量计算实际上低估了该偏差的真实能量。例如，若接收的PN序列与以其相关而产生的PN序列的时序之间有1/4片不符，则仍有被检测的能量，但它基本上小于能以该偏差时接收信号的实际能量，因而有效导频存贮的能量不会超过编程阈值，而被忽略，这就导致根据偏差误差的相对大小来选择次优化多径信号。在系统范围内，低估的能量转化为搜索采集平均时间的增加，造成数据率与容量受损。为了补偿这些不利效应，系统可能要求作过分设计。因而，为了更精密地探测导频信号以提高采集性能，本领域要求改进导频能量计算技术。
发明内容
本文揭示的实施例提出提高导频检测精度的要求。在一个方面，对应于围绕局部导频能量最大PN偏差的PN偏差的的导频能量计算结合局部导频能量最大值，形成经补偿的更精确的局部导频能量最大值。在另一个方面，组合的邻近能量计算通过带有预计算补偿系数的函数与局部导频能量最大值相结合。确定预计算补偿系数可将得到的补偿的局部导频能量最大值的均方误差减至最小，这些系数可根据诸实施例使用的匹配滤波器算出。这些方面的好处是提高了导频搜索精度，由此转化成提高采集速度、提高数据率、减小功率或改善全系统容量。本文描述的技术同样可应用于接入点与接入终端二者。还提供本发明其它各个方面。
揭示的方法和设备为实施本发明的各个方面、实施例与特征提供了方法和系统元件，如下面进一步详述。
附图说明
通过下面结合附图所作的详细描述，本发明的诸特征、特点与优点就更清楚了，图中用相同的参考标号标识相应的元件，其中：
图1是支持若干用户并能构制本发明诸实施例的无线通信系统；
图2A是一般化能量函数，表明接收的能量与接收机计时偏差的关系；
图2B～2D分别为矩形、Sin(x)/x滤波器与三角形滤波器的脉冲响应与能量输出曲线；
图3是本发明诸实施例，接入终端接收机实施例的框图；
图4是一般化的偏差补偿块实施例；
图5是本发明诸实施例中偏差补偿块实施例框图。
详细描述
图1是无线通信系统100示图，它支持若干用户，能实现本发明诸实施例。可把系统100设计成支持一种或多种CDMA标准和/或设计(如IS-95标准、cdma2000标准、HDR规程)。为了简明，图示系统100包括三个接入点104(也可称为基站)，它们与两个接入终端106(也可称为远程终端或移动站)通信。接入点及其覆盖区统常称为“小区”。
根据构建的CDMA系统，各接入终端106可在正向链路上在某一瞬间与一个(或多个)接入点104通信，并根据接入终端106是否处于软越区切换，可在反向链路上与一个或多个接入点104通信。正向链路(即下行链路)指接入点104到接入终端106的传输，反向链路(即上行链路)指接入终端106到接入点104的传输。
为明白起见，描述实施例所用的实例把接入点假设为导频信号始发器，而把接入终端假设为导频信号(即正向链路上的导频信号)接收机与捕捉器。本领域的技术人员应理解，接入终端和接入点都可以配备成发送带有这里描述的导频信号的数据，本发明的诸方面也都应用于这些情况。这里使用“示例”一词专指“举例、实例或说明”的意思，这儿描述的作为“示例”的任一实施例并没必要认作为比其它实施例更佳或更优。
如图1的106a与106b所示，接入终端要执行的共同任务就是导频采集。在接入终端106最初上电或因另一原因必须与接入点104通信时，就要进行采集。在与接入点主动通信期间也常常要采集，如移动站106正在运行并搜索与之通信的基站104，或在来自某基站104的远程站106信号干扰时，要求定位于另一基站104。
采集期间，对整个PN空间或其子空间作搜索。通常把搜索的成组假设称为搜索窗。接入终端106在采集时搜索出PN序列被用作导频信号的整个PN空间，并测定该导频中接收的能量值及其定义为与内部生成PN参考的偏差的位置。此时，搜索窗是整个PN空间。如在搜索相邻基站104时，搜索窗可以是整个PN序列中小得多的分空间。
通常搜索引擎在指定积分长度的预置搜索窗内搜出半片PN假设，不相干地累积若干分离搜索段的解扩展信号能量，以把相干积分长度保持在合理的界限内(如避免频偏引起的损失)。典型的搜索算法分几级执行，例如搜索窗较宽而且整个积分周期相对短的粗搜阶段建立一粗略的分布曲线，而经过一次或几次后续的搜索搜出第一阶段发现的峰值(如利用积分间隔更长的较窄搜索窗)，并精度提高较大。
接入点104发送的信号反射离开各种障碍物如山丘、大楼、卡车等以后，将到达接入终端106。得到的接收信号称为多径信号，因它含有到达的原始信号的分量相互有时差，这由各分量运行不同的距离所造成。多径信号不要求含直径分量，完全由反射信号构成。在软越区切换时，移动站106与各同它通信的基站104不等距，因而从各站进入的信号不大可能在时间上对准，结果即使某接入终端与所有的接入点精密地对准时间(这本身就不可能)，由于运行路径不确定，多径分量的时序不会对准。
典型的接入点发射机用发送滤波器作脉冲成形，因而接入终端接收机一般用匹配的滤波器来优化地检测这些脉冲。理想的滤波器应该为Rect函数，但因这种时间有限的滤波器的阻带特性不强，故一般利用窗式正弦、抬高余弦或其它脉冲响应特性来尽量减小符号间干扰和尽量增大阻带抑制。通常，在发送与接收滤波器中应用对称型脉冲响应，但本发明诸方面不限于应用对称滤波器。
根据一实施例，可用匹配滤波器的自相关方阵计算接收的能量，它是发送机与接收机相对时差的函数。图2A示出对称脉冲成形滤波器的一般化能量函数E(τ)。在接收机与发送机完全对准(τ＝0)并假设取样率为片速率两倍时，把以对应于导频信号的PN偏差算出的能量图示为能量E2，这是最大值。能量E1和E3分别对应于以该最大偏差加减半片(Tc/2)(τ＝Tc/2和-Tc/2)而算出的能量，因E(τ)呈对称，故E1＝E3。但在引入时差τ＝τ1时，对应于导频PN偏差算出的能量现在是E5。尽管E5仍可正确地识别最大能量而成功地识别进入的导频信号，但它明显小于以E2给出的偏差真实接收的能量。还要注意，分别在能量E5、E4和E6前后半片间隔算出的能量不再相等，本例中E4大于E6。为尽量提高搜索性能并优化系统容量与功耗，希望尽量减小以特定PN偏差接收的真实能量与以该偏差计算的能量之间的不一致，计算的能量因接收机与发送机的时序失准而较低。通过在这两个能量的相互关系中乘上系数，可以减小这一误差。本例中，在时序对准正确时，两能量E1与E3相等，表明E2(准时能量)为峰值。当时序对准错误时，前一能量E4大于后一能量E6，说明记录的能量E5小于真实接收的能量(当然等于E2)。对任一给定的脉冲成形滤波器而言，可用计算的诸参数处理前、后和准时能量，以尽量减小计算的接收的最大能量的误差。本例中，可将组合的E4与E6能量加到能量E2，以在对应于能量E2的PN偏差时产生更精确的能量读数。为了减小最大检测能量的误差，一般可对最大检测能量组合任意数量的相邻能量。下面再详述这一过程。
图2B～2D示出其它滤波器的特性。除了作为时间失准函数的滤波器能量输出曲线外，还给出了脉冲响应。本领域的技术人员应注意，由于相应的能量输出因在任一方向引入了时间失准而下降，所以这些实例本身也可以刚才讨论的方式处理前、后和准时能量。图2B示出一种矩形滤波器脉冲响应和作为时间失准函数的相应能量输出，图2C示出的滤波器具有sin(x)/(x)脉冲响应和作为时间失准函数的相应能量输出，图2D的滤波器具有三角形脉冲响应和作为时间失准函数的相应能量输出。这些滤波器仅是些实例，本领域的技术人员很容易把这些原理应用于数量不限的不同的滤波器类型。还要指出，想从这里揭示的诸技术得益，脉冲响应不一定呈对称。
图3示出一实施例的接入终端接收机300，为了简化，只示出其描绘本发明诸方面的部分。天线305接收来自接入点(未示出)的接收信号，供给RF下变频块310下变频到基带，该基带信号在匹配滤波器320中滤波。该匹配滤波器通常与接入点发送机里的脉冲成形滤波器相匹配，如上面图2所述。匹配滤波器输出经取样器330取样而供给相关器340。在上述例中，取样率为片速率的二倍，但设计师可自由选用任一取样率，而且仍可应用本发明的诸方面。技术人员显然知道，这些功能块只作简明描述，至于处理顺序和实施用数字还是模拟形式，可随常用的信号处理技术而变化。相关器340得出的能量计算，对应于接收的导频信号与其中产生的PN序列偏差之间的相关性。将这些能量/偏差对供给块350作峰值检测与偏差/能量对分类。
通常这些配对可作分类，最大能量偏差将具有指定给这些偏差的RAKE接收机的(未示出)查找器，或者可对这些偏差作附加搜索以提高这些结果的精度。本发明一实施例在峰值检测与偏差/能量对分类块350后面设有偏差补偿块360，用于尽量减小报道的峰值能量误差，因而最后分类的搜索结果更精确，从而提高了搜索与系统效率。在有些场合中，可将偏差补偿块360交替插在相关器340和峰值检测与偏差/能量对分类块350之间，这样可对所有偏差/能量对而不是单单对峰值作偏差补偿。为了方便，已描述了接入终端，但这些技术应用于接入点即基站的接收机具有同等效力。
图4示出按一实施例配置的一般化偏差补偿块400，它是上面参照图3描述的偏差补偿块360的一个实施例。偏差补偿块400的一般化实施例包含对应于N个不同偏差的N个相关结果，如块E1～E5所示。局部能量最大值示为块EM。对于对称的脉冲响应，该例在峰值EM之前作(N-1)/2次能量计算，在峰值之后作(N-1)/2次计算。在这些场合中，N为奇数最佳，但本领域技术人员知道这不是强制性的。对于不对称脉冲响应，就有关与其他能量计算值有关的偏差而言，本实施例的原理不变，与峰值能量计算值EM驻留情况无关。把得到的能量计算E1～EN送到组合块430以某种方式组合，尽量减小最大能量均方值误差。技术人员知道可用来将误差减至最小的任何技术，该技术不必限于尽量减小均方误差。式(1)里把该校正能量值定为E：
E＝f(E1，E2，…EN；a1，a2，…aN)          (1)
式中函数f与变量a1～aN一起选择，在E中尽量减小这种均方误差。若希望减小非均方误差，可决定另一函数f与成组变量a1～aN。
能用于对称脉冲响应滤波器的一个一般化函数f和最大能值周围的成对能值如下。把最大能值定为EMAX，在EMAX周围的M对能值分别定为E1至EM，EM，然后按式(2)给出的函数预先计算出变量a1～aM，将误差减至最小：
E＝EMAX+a1|E1-E-1|+a2|E2-E-2|…+aM|EM-E-M|(2)
根据所用接收和发射滤波器的类型，可用闭合形式求出这些变量，或运用本领域常见的任意次迭代法求解。接收机与进入导频信号间的时序偏差是一随机过程。对发射和接收滤波器与信道引起的时差统计分布的相关性乘上系数，可算出最小均方误差。通常时差是均匀分布的，当然也可考虑非均匀分布。
图4块430的组合可用各种已知技术实现：微处理器或DSP经编码执行该任务，可应用构成乘法器与加法器的分立逻辑电路，可用查找表或移位器替代乘法器等。
图5示出一阶内插滤波器500，另一偏差补偿块360实施例已参照图3作了描述。该例中，加法器560计算较早能量、偏差x-1505的能量和较晚能量、偏差x+1 520的能量之间的差值，绝对值550计算所得差值的绝对值。绝对值在乘法器540中乘上相关系数的倍数而标定，然后把标定的绝对值加到标为块510的偏差x的局部能量最大值，相加结果就是校正的能值。该例只用两个相邻能量补偿偏差x的局部能量最大值。当用若干附加项只需得出很小的改进时，该例是有好处的。
根据对图2A的讨论，可以明白一阶内插滤波器500的工作原理。当接收机与进入导频信号完全时间对准时，最大能量任一边所贮存的能量(即贮存在块505和520的能量)将相等，差值为零，因而标定的绝对值也为零，校正的能值就是贮存在块510里的计算的局部能量最大值。若时序发生偏离，将在加法器560里产生差值，其幅度将在乘法器540中标定并加到局部能量最大值510，从而产生以均方值减少总误差的校正的能值。
在当代IS-95系统及HDR系统中，搜索器应用硬件或软件方式的分类引擎建立一系列最佳局部最大值(累积能量)及其PN偏差。在刚才对图5描述的方法中，可用加权最大能量校正法通过报告与实际优化搜索能量更接近的能值，减少时差作用及其损失。对在最大值一个取样周期内的任意偏差，推断出峰位置的真实能量。
在另一实施例中，应用2倍过取样的24抽头FIR滤波器与IS-95和HDR标准应用的滤波器相似，进入数据的取样率是片速率的二倍。经若干次搜索，可将发送机与接收机的时序偏差假设成在半片PN间隔内均匀分布。表1对4个不同的校正系数列出计算的能量损失(dB)，假定为均匀分布状况。本例的校正系数为2的幂，技术人员都清楚，可用简单的移位元件执行其乘法运算。技术人员还明白，本文描述的诸技术可以优化各种其它滤波器实例。
表1
  校正系数   能量损耗
  0   0.37
  0.125   0.11
  0.25   -0.09
  0.5   -0.49
表1说明该例的优化2的幂校正系数为0.25，几乎消除了时差误差引起的损失(对能量损失略作过补偿，增加0.09dB)。如表所示，不用校正系数，平均能量损失为0.37dB。0.125的校正系数把能量损失减到0.11dB，但这不是最佳的。0.5的校正系数过补偿0.49dB。
应指出，在不背离本发明范围的条件下，上述诸实施例中方法步骤可以互换。
本领域技术人员将明白，信息与信号可用任何不同的技术来表示，如上述相当规模出的数据、指令、命令、信息、信号、位、符号与片可以用电压、电流、电磁波、磁场或磁粒、光场或光粒或它们的任意组合来表示。
技术人员还将明白，结合本文揭示实施例所描述的各种示例的逻辑块、模块、电路与算法步骤，都可实施为电子硬件、计算机软件或二者的组合。为了明白地示出硬件与软件的这种互换性，各种示例的元件、方块、模块、电路与步骤一般以其功能来描述。这种功能实施为硬件还是软件，取决于具体的对整个系统所限定的应用与设计。熟练的技师能以各种方式对每个具体应用实施所述的功能，但这类实施判定不应认为背离了本发明的范围。
结合诸实施例描述的各种示例逻辑块、模块和电路，可用通用处理器、数字信号处理器(DSP)、专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)或其它可编程逻辑器件、分立门电路或晶体管逻辑、分立硬件元件，或者设计成执行所述功能的它们的任意组合来实现。通用处理器可以是微处理器，但也可以是任何普通处理器、控制器、微控制器或状态机，还可被构成计算装置的组合，如DSP与微处理器的组合、多个微处理器、结合DSP关键部件的一个或多个微处理器，或任何其它此类配置。
结合诸实施例描述的方法或算法的步骤，可直接包含在硬件中、在由处理器执行的软件模块中或二者的组合。软件模块可以驻留于RAM存储器、闪耀存储器、ROM存储器、EPROM存储器、EEPROM存储器、寄存器、硬盘、可卸盘、CD-ROM或本领域已知的任何其它形式的存贮媒体。一示例存贮媒体可与处理器耦接，使该处理器能同该存贮媒体作信息读写。或者，可将存贮媒体与处理器连成一体，二者都驻留于ASIC，而ASIC驻留于用户终端，或者，二者作为分立部件驻留于用户终端。
前述诸实施例能让技术人员构制或应用本发明，他们显然明白这些实施例的各种更改并将这里定义的一般原理应用于其它实施例而不违背本发明的精神或范围，因此本发明不限于这些实施例，而是给予与本文所揭示的原理与新特征相一致的最宽的范围。

Claims (21)

1.一种在无线通信系统中把导频信号从第一方发送给第二方的方法，其特征在于包括：
第二方测量相对于第一PN偏差的局部导频能量最大值；
第二方测量附近PN偏差的一个或多个导频能量；和
根据所述局部导频能量最大值和所述一个或多个附近PN偏差的导频能量，计算所述第一PN偏差的补偿的导频能量最大值，
其中，所述补偿的导频能量最大值由以下方法算出：
计算成对所述一个或多个导频能量的绝对差值；
将所述绝对值乘上多个预计算的补偿系数，产生一个或多个乘上补偿系数的导频能量；和
把所述一个或多个乘上补偿系数的导频能量与所述局部导频能量最大值相加。
2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，算出所述多个预计算的补偿系数，以减小所述补偿的导频能量最大值因时差造成的均方误差。
3.如权利要求2所述的方法，其特征在于，把所述多个预计算的补偿系数圆整为2的幂，并通过移位实现所述乘法。
4.如权利要求1所述的方法，其特征在于，根据匹配滤波器的特性确定所述多个预计算的补偿系数。
5.如权利要求4所述的方法，其特征在于，还包括对所述补偿的局部能量最大值及其相关PN偏差分类的步骤。
6.一种偏差补偿方法，其特征在于，包括：
计算对应于前一PN偏差的导频能量与对应于后一PN偏差的导频能量之差值；
取所述差值的绝对值；
把绝对值乘上预计算的补偿系数；和
将所述乘法结果与局部导频能量最大值相加，得出补偿的局部导频能量最大值。
7.如权利要求6所述的方法，其特征在于，把所述预计算的补偿系数圆整为2的幂，并通过移位作所述乘法。
8.一种无线通信系统的接入终端，其特征在于，包括：
接收机，用于接收导频信号，计算对应于多个PN偏差的多个接收的导频能量；和
偏差补偿单元，用于根据所述接收的导频能量计算补偿接收的导频能量最大值，
其中，所述偏差补偿单元包括：
多个绝对值计算器，用于计算成对所述多个接收的导频能量的绝对差值；
多个乘法器，用于将所述绝对值与多个预计算的补偿系数相乘，得出多个乘上补偿系数后接收的导频能量；和
加法器，用于相加所述多个乘上补偿系数后接收的导频能量，得出所述补偿后接收的导频能量最大值。
9.如权利要求8所述的接入终端，其特征在于，算出所述多个预计算的补偿系数，以减小所述补偿后接收的导频能量最大值因时差造成的均方误差。
10.如权利要求9所述的接入终端，其特征在于，
所述多个预计算的补偿系数被圆整为2的幂；和
所述乘法器是移位器。
11.一种偏差补偿单元，其特征在于，包括：
多个绝对值计算器，用于计算成对多个相邻导频能量的绝对差值；
多个乘法器，用于将所述多个相邻导频能量与多个预计算的补偿系数相乘；和
加法器，用于相加所述多个乘法器的输出与局部导频能量最大值，得出补偿的局部导频能量最大值。
12.如权利要求11所述的偏差补偿单元，其特征在于，算出所述多个预计算的补偿系数，以减小所述补偿的局部导频能量最大值因时差造成的均方误差。
13.如权利要求12所述的偏差补偿单元，其特征在于，
所述多个预计算的补偿系数被圆整为2的幂；和
所述乘法器是移位器。
14.一种CDMA系统的接入终端，其特征在于，包括如权利要求11的偏差补偿单元。
15.如权利要求14所述的接入终端，其特征在于，还包括一匹配滤波器，其中根据所述匹配滤波器的特性确定所述预计算的补偿系数。
16.如权利要求15所述的接入终端，其特征在于，还包括对所述补偿的局部导频能量最大值及其相关PN偏差分类的装置。
17.一种CDMA系统的接入点，其特征在于，包括如权利要求11的偏差补偿单元。
18.如权利要求17所述的接入点，其特征在于，还包括一匹配滤波器，其中根据所述匹配滤波器的特性确定所述预计算的补偿系数。
19.如权利要求18所述的接入点，其特征在于，还包括对所述补偿的局部导频能量最大值及其相关PN偏差分类的装置。
20.一种偏差补偿单元，其特征在于，包括：
加法器，用于计算对应于前一PN偏差的导频能量与对应于后一PN偏差的导频能量之差；
绝对值计算器，用于取所述差的绝对值；
乘法器，用于对所述绝对值乘上预计算的补偿系数；和
加法器，用于相加所述乘法器的输出与局部导频能量最大值，得出补偿的局部导频能量最大值。
21.如权利要求20所述的偏差补偿单元，其特征在于，
所述预计算的补偿系数圆整为2的幂；而所述乘法器是移位器。
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