CN1589557A - 载波调制数字通信系统的频移估计的方法和系统 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种用于在数字传输中估计频偏的方法和系统，它可应用于任意的线性调制、色散信道和一般附加的损失。在所述方法的第一步中，通过离散频移形成接收信号的N个导数。随后，按照一个适当的方式对这些导数进行预处理和均衡。在关于相应重建码元序列的可靠性信息的基础上，它以度量M_v的形式而被给出，所述度量从均衡器的内部变量(在硬输出均衡情况下)或者它的输出值(在软输出均衡情况下)中被获得，通过有关于N个相应频移f_v分析频偏，能够建立频偏的估计。在此，应当指出，N个均衡不一定必须均衡整个接收信号，而可以只是均衡它的一部分。用这种方式，能够实现一种具有包含中等复杂度的频偏估计。在估计之后，频偏被补偿并且执行一个传统预处理和均衡。

Description

载波调制数字通信系统的频移估计的方法和系统

本发明涉及载波调制数字传输的方法和系统，其例如被使用在移动通信系统GSM(全球移动通信系统)中。它尤其涉及一种用于TDMA(时分多址)和/或FDMA(频分多址)传输的频移估计的方法和系统，其至少大约通过脉冲幅度调制来被描述。

在经由色散信道，例如经由一条移动无线通信信道或者双线线路的基于载波的数字传输中，在接收机中很显著的、接收信号载频从基准频率不可避免的漂移在实时系统中发生。这些漂移由发射机或接收机中的频率标准(振荡器)的容差以及发射机和/或接收机的运动带来的频率偏移所引起。由此产生的影响被称为所谓的多普勒效应，并且能够引起发射频率的简单偏移以及具有不同频移的无限多个无限小的接收信号分量的重叠(多普勒扩展)。如果不能适当地补偿，则这样一个频移相对于发射数据序列的重建将会显著衰落接收机性能。这以一种比特或者块差错率的增量形式来表明它自己。如果频移已知，则它能够在接收机中被适当补偿，并且因此接收机性能能够显著改善。在此，许多方法已知。

例如，在U.Mengali和A.N.D′Andrea的“SynchronisationTechniques for Digital Receivers”(数字接收机的同步化技术)(1997年，纽约，Plenum Press)中给出了现有技术的一个概述。具有理论上最好性能的方法(数据辅助最大似然性)需要一个两步的搜索算法，并且计算非常复杂。因此，这种方法实际上不被使用。其简化形式也是基于频移的数据辅助估计，例如在S.Kay的“A Fast and Accurate Single FrequencyEstimator”(一种快速且精确的单一频率估计器)(IEEE Trans.Acoust.Speech，Signal Processing，ASSP-37，1989年12月，第1987-1990页)中、在M.P.Fitz的″Further Results in the Fast Estimation of a SingleFrequency″(单个频率的快速估计中的进一步结果)(IEEE Trans.Comm.，COM-421994年3月，第862-864页)中以及在M.Luise和R.Reggiannini的″Carrier Frequency Recovery in All-Digital Modems for Burst-ModeTransmission″(对于猝发模式传输的在所有数字调制解调器中的载频恢复)(IEEE Trans.Comm.，COM-43，1995年3月第1169-1178页)中所描述的，其示出优良的性能，同时包含一个可接受的复杂性。可是，除了其他方面之外，它们的实用性受到如下值得注意的限制：

·整个传输系统必须是码间干扰自由的(满足第一″奈奎斯特准则″)。

·需要纯相位调制(PSK，相位键控)。

特别地，码间干扰自由的传输的第一个情形不能被认为是在许多实际应用中被满足的那样(例如在频率选择性衰落信道中与在GSM移动无线电通信中)。

在U.Dettmar的″Combined Channel Estimation and FrequencyCorrection for Packet Oriented Mobile Communication Systems″(分组导向的移动通信系统的组合信道估计和频率校正)(Proceedings ofIEEE International Symposium on Personal，Indoor and Mobile RadioCommunication(PIMRC′96)Taipeh，台湾，1996年10月，第334-338页)中描述的方法，允许色散信道和任意的线性调制，并且使用信道脉冲响应和频偏的联合最小平方估计。这种方法假定发射接收机已知的一个训练序列。可是，在相对小频偏和短训练序列的情况下，比如在GSM标准中所使用的那些，则此方法不能达到一个十分精确的频偏估计。

所提及的方法的另外一个明显缺点是：对于发射信道被加性(通常，即在观测的传输频谱中的)白噪声(AWGN：加性高斯白噪声)削弱的情况而优化这些方法。在许多实际的传输系统中，此假设甚至大约不被满足。

因此，本发明的任务在于：在如下情形下提供一种在基于载波的数字传输系统(例如GSM移动无线电通信系统)中尽可能可靠估计频偏的系统和方法：

·一种(近乎)线性的调制方案被使用，比如QAM(正交调幅)，PSK(相位键控)或者GMSK(高斯最小键控)，在其中，后者调制法可以近似通过滤波的BPSK(二元相位键控)，

·接收信号作为所谓等价的复合基带信号可用；

·第一奈奎斯特条件不一定被满足(即，可能有码间干扰)

·不需要关于发射信道的特定先验知识；只有接收机信道脉冲响应估计的训练序列的传输被假定，

·发射信道中的损失类型(例如噪声，相邻或同信道干扰)不必已知一个先验，

·预期频偏的范围，特别是存在的最大频偏，必须大致知道。

通过具有专利权利要求1的特征的方法以及通过具有专利权利要求书8的特征的系统解决这个任务。

本发明的原理是：

(1)从接收信号中导出接收信号的若干N个另外的变型(接收信号的导数)，它们是通过原始接收信号的N个不同的适当离散频移而获得的，

(2)为了重建已发射数据序列，通过均衡，适当地处理接收信号N个导数的每一个，

(3)执行接收信号的N个导数的(为了实际的理由，低复杂性)均衡，

(4)在接收信号的N个导数的均衡期间，确定精确地或者大致地反映均衡传输码元质量的N个适当的度量，

(5)通过与N个相应频移联合分析所述N个度量，以一种适当的方式确定频偏的估计。

和上述最新科技方法中的某些相反，本发明不执行基于相位比较的估计。

本发明的主要应用是在接收信号的载频和相干接收机的基准频率之间的频偏估计。本发明在稍后更详细说明的某种情况下在载波调制数字传输系统(例如，GSM标准)中使用基带信号实现一种比最新科技方法显著更精确的频偏估计，并且相对于已发射数据的重建，有关于频偏补偿的适当测量，实现接收机性能的显著改善。这对于存在同信道和相邻信道强烈干扰的传输来说是特别真实的，因为在这种情况下有时数据重建的专门方法(例如干扰消除，多用户检测)被使用，它们甚至在迟缓时间不同的信道中也体会到强烈的性能恶化(例如由于频偏)。本发明的方法不但允许在经由AWGN信道传输情况下的频偏估计，而且允许在色散信道情况下的频偏估计，其中可以使用一般的线性调制方法，即，不对纯相位调制给出限制。只要为这种情况设计接收机的其他组件，则不但对于AWGN的损失达到高性能而且对于干扰也达到高性能。为了用本发明方法获得高质量的估计，在诸如GSM之类的实际移动无线电通信系统中给出的训练序列长度完全足够了。

此外，该方法特别适合于以块为单位的数据传输，其被使用于大多数的移动无线电通信标准中(例如GSM)。在这种情况下，基于块的频偏估计是有益的，因为发射信道的性质(例如在高速度或跳频应用的情况下)在一些块内改变非常强烈。

在本发明方法一个特别优选的实施例中，从连续时间的接收信号中直接形成接收信号的导数。优点

可替代地，可以只在抽样连续时间的接收信号之后直接形成接收信号的导数。优点

优选地，为了抑制损失、特别是抑制干扰的目的，只在抽样之后的离散时间预处理之后执行后一个实施例。优点

特别优选的是这样一个实施例，其中：通过曲线的极值来形成频偏估计，曲线极值通过从N个均衡和相应的频偏中所形成的度量(metrics)来确定。极值例如可以是抛物线的顶点。优点

本发明另外一个实施例考虑了接收信号导数的形成和均衡只在总接收信号块的一个子范围中被执行。优点

本发明进一步的有利实施例可以从从属权利要求中收集到。

接下来将参考附图更详细地描述本发明的一个实施例。它在如下附图中被示出：

图1接收信号的连续时间导数的产生框图，它们的预处理包括抽样和均衡，用于获得频偏估计的度量；

图2接收信号的离散时间导数的产生框图，它们的预处理包括抽样和均衡，用于获得频偏估计的度量；

图3用于预处理离散时间接收信号、生成接收信号的导数以及为了获得频偏估计的度量而进行均衡的框图；

图4用于从度量M_v中获取频偏估计的框图；

图5用于从度量M_v中确定频偏估计的特性曲线；和

图6根据本发明的系统实施例的示意框图。

接下来，假定没有普遍性的损耗，在所谓基带表示中的接收信号以连续时间的形式y(t)或者以离散时间的形式如序列y[k]可用。对于如序列y[k]的离散时间表示，假定抽样频率为1/T的等距抽样，即，y[k]＝y(t＝kT)。此外，假定预期频偏的最大幅值Δf_max已知。因此，预期频偏的范围被提供：

Δf∈[-Δf_max，+Δf_max]

1.) 接收信号导数的产生

首先，确定N个离散频率偏移f_v∈{f₀，f₁，...，f_N-1}，它们以一种适当的方式覆盖上述范围。对于例如在间隔[-Δf_max，+Δf_max]中均匀分布的频偏，频偏fv的一种更优选选择是：

$f_v=-\mathrm{\Δ}{f}_{\max }+(v+0.5)\·\frac{2\mathrm{\Δ}{f}_{\max }}{N},v\∈\{\mathrm{0,1}\·\·\·N-1\}---\left(1\right)$

否则，f_v的选择可以是以预期频偏的概率密度函数为基础，在其中，还可以随意地非等距地选择节点。值N的选择是基于接收机的可用信号处理资源以及期望的频偏估计精度。

通过这些值N，N个信号y_v(t)从接收信号中导出，参见图1，它们是通过把频移f_v强加到原始信号y(t)上而获得的。

$y_v\left(t\right)=y\left(t\right)\·e^{j\·2\mathrm{\π}{f}_{v}t}---\left(2\right)$

对于Δf_max＜＜1/T，此频移还可以被强加到离散时间形式的信号y[k]上，具有类似的效果：

$y_v\left[k\right]=y\left[k\right]\·e^{j\·2\mathrm{\π}{f}_v\mathrm{kT}},---\left(3\right)$

参见图2。可替代地，相应的频移操作能够被直接应用到载频信号，可是由于实际原因(信号下变换到基带的复杂性以因子N递增)，这是非常无效率的。

2.) 接收信号导数的均衡预处理

现在，这些信号的每一个都根据所使用的均衡方法按照一种适当的方式被预处理(参见项3：均衡)。在为了抑制所有诸如干扰之类的损害信号而数字滤波之上，例如匹配滤波、抽样、信道估计之类此预处理根据技术现状而被执行，并且不是本发明的主题。

在预处理之后提供的序列用z_v[k]表示。

取决于预期频偏Δf的尺寸以及用于估计它的抽样的数目，在加上频移之前执行预处理(例如信号的数字预滤波)可能是有利的，参见图3。取决于应用，这可能导致显著降低复杂性同时几乎不影响估计精确度。作为一个示例，为了干扰抑制目的的数字预滤波要被提到。

3.) 接收信号导数的均衡

现在，执行接收信号的离散时间导数z_v[k]的均衡。为此，原则上所有已知的均衡方法都能被使用，比如在J.G.Proakis的″DigitalCommunications″(数字通信)(McGraw-Hill，纽约，1989)中描述的线性均衡；在P.Monsen的″Feedback Equalization for Fading DispersiveChannels″(衰落色散信道的反馈均衡)(IEEETrans.InformationTheory，IT-17，第56-64页，1971年1月)中描述的判定反馈均衡；或者在G.D.Forney，Jr.的″Maximum-Likelihood Sequence Estimation of DigitalSequences in the Presence of Inter symbol Interference″(存在码间干扰时的数字序列的最大似然性序列估计)(IEEE Trans.InformationTheory，IT-18第363-378页，1972年5月)中描述的最大似然性序列估计(MLSE)；以及它降低状态以及降低复杂性的形式((例如在M.V.Eyuboglu和S.U.Qureshi的″Reduced-State Sequence Estimation withSet Partitioning and Decision-Feedback″(具有组划分和判定反馈的降低状态序列估计)(IEEE Trans.Comm.，COM-36，第401-409页，1988年4月)中描述的降低状态序列估计(RSSE)；例如在A.Duel-Hallen和C.Heegard的″Delayed Decision-Feedback Sequence Estimation″(延迟的判定-反馈序列估计)(IEEE Trans.Comm.，COM-37IEEETrans.Acoust.Speech，SignalProcessing，ASSP-37，1989年12月，第1987-1990页、在M.P.Fitz的″Further Results in the FastEstimation of a Single Frequency″(单个频率的快速估计中的进一步结果)(IEEE Trans.Comm.，COM-421994年3月，第862-864页)以及在M.Luise和R.Reggiannini的″Carrie Frequency Recovery inAll-Digital Modems for Burst-Mode Transmission″(对于猝发模式传输的在所有数字调制解调器中的载频恢复)(IEEE Trans.Comm.，COM-43，第428-436页1989年5月)。

该方法的选择是基于接收机的可用信号处理资源以及期望的频偏估计精度。一般来说，最好使用低复杂性方法(例如DFE或者RSSE)。

4.)均衡发射码元的可靠性估计的度量

均衡的主要目标是获取每一序列z_v[k]的一个标量度量M_v，这使得估计被均衡的发射码元序列(或者它的一部分)的可靠性。这意味着应用的频移f_v与相应的度量M_v相关。

在该度量和被均衡的已发射码元序列(整体或者局部)的可靠性之间需要有(至少大约有)一个单调关系。从而，由于只有表示频偏负估计的最小位置必须被确定，所以度量M_v的绝对值并不重要(参见下面)。

如下，适当度量的两个示例将被呈现：

软输出均衡：

在软输出均衡中，除了数据码元的估计之外，它们的可靠性的估计也被计算出。为此，例如可以应用最大一个后验一个码元一个码元的估计(MAPSSE)算法或者软输出维特比算法(SOVA)。

长度为K的每一信号序列z_v[k]的平均值误码率P_v的估计：

$M_v=P_v=\frac{1}{K}\·\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}{p}_v\left[k\right],v\∈\{\mathrm{0,1},\·\·\·,N-1\},---\left(4\right)$

p_v[k]：数据序列的第k个码元的估计误差概率

软输出或硬输出均衡：

在硬输出均衡中，只计算数据码元的估计。通过选择具有最高概率的数据码元，还可以在软输出均衡中形成硬输出。

通过形成在信号序列z_v[k]和相应重建期望信号分量 之间的差值来进行每一码元序列zv[k]的平均噪声方差Vv的估计。假定一个线性传输系统，得到如下结果：

序列z_v[k]的估计的第k个发射码元(硬判决或者软判决)，

与序列z_v[k]相应的估计的离散时间总体脉冲响应，

L_v：脉冲响应h_v[k]的系数数目

除了比例因子1/K外，在MLSE、RSSE、DFSE或DFE的均衡情况下，这个值被自动生成为均衡算法结构图中估计路径的累积度量，并因此本身提供作为相当低复杂性的解决方案。

上述度量应该只被考虑作为示例，并且原则上多个另外的度量能够被构造，其与估计的数据序列的可靠性也具有期望的单调关系。

相对于被均衡的发射码元数目，可以不必估计一整块之中的整个码元序列。取决于各个应用的参数，它因此可能足以均衡每个信号块的仅仅一部分，用于达到频偏估计的期望高精度(或低误差方差)。例如，对于GSM系统的接收机方法的应用，除了其他方面之外，在包含训练序列的一个子范围内的分析可能足够。

5.) 通过度量分析的频偏估计的确定

在对于N个频移f_v的步骤4完成之后，各自的标量度量M_v可用，根据此，现在确定频偏估计，参见图4。对于ΔfT＜＜1

$z\left[k\right]=\tilde{z}\left[k\right]\·e^{j2\mathrm{\π\ΔfkT}},---\left(6\right)$

为预处理阶段的输出信号大致保持，其中 表示对于理想频率同步在预处理阶段之后的信号。因此，对于接收信号的第v个导数

$z_v\left[k\right]=\tilde{z}\left[k\right]\·e^{j2\mathrm{\π}(\mathrm{\Δf}+f_v)\mathrm{kT}},---\left(7\right)$

被还原，其是指：对于接收信号的导数z_v[k]，一个有效频偏Δf+f_v有效。因为一个频偏对均衡的可靠性有一个降低的效果，所以对于频移f的连续变化，可以料想相应的最小度量M(f)被还原f≈-Δf。因此，在这种情况下，曲线M(f)的最小值的位置直接考虑对给定的频偏下结论。如果只考虑离散频率fv，这实际上是不可避免的，则只要足够大数量N的离散频率偏移被使用，那么序列M_v＝M(f_v)的最小值辐角(argument)的确定也使得用于获取频偏的可靠估计。如果根据tupels(f_v，M_v)计算出曲线G(f)并且与它最小值相应的辐角被选择为(负)频偏的估计，则在离散情况下甚至能够获得更高质量的估计

为了推导一个有利的曲线G(f)，首先，再一次假定频移f的一个连续变化。因此，现在序列

$z^f\left[k\right]=\tilde{z}\left[k\right]\·e^{j2\mathrm{\π}(\mathrm{\Δf}+f)\mathrm{kT}},---\left(8\right)$

被考虑，参见等式(7).如果一个维特比均衡器的最佳路径的路径度量被选择为度量M(f)，假设已发射数据码元的正确检测，则M(f)能够由如下近似：

$M\left(f\right)=\frac{1}{K}\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}{|\left(\stackrel{\‾}{z}\right[k]+n[k\left]\right)\·e^{j2\mathrm{\π}(\mathrm{\Δf}+f)\mathrm{KT}}-\stackrel{\‾}{z}[k\left]\right|}^2$

$\≈\frac{1}{K}\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}{|\stackrel{\‾}{z}\left[k\right]\·(e^{j2\mathrm{\π}(\mathrm{\Δf}+f)\mathrm{KT}}-1)|}^2+\frac{1}{K}\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|n\right[k\left]\right|}^2---\left(9\right)$

其中 和n[k]分别是指预处理之后的信号 的无噪声分量和噪声分量。从而，

$\frac{1}{K}\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}\stackrel{\‾}{z}\left[k\right]\·(e^{j2\mathrm{\π}(\mathrm{\Δf}+f)\mathrm{KT}}-1)\·n^{*}\left[k\right]\→0---\left(10\right)$

已经被假定，这是对于K＞＞1(·^*是指复杂的结合)进行调整。使用对于，近似法e^x＝1+x，(9)可以被转换为

$M\left(f\right)=\frac{{\left(2\mathrm{\πT}\right)}^2}{k}\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\stackrel{\‾}{z}\right[k\left]\right|}^2{k}^2\·{(\mathrm{\Δf}+f)}^2+\frac{1}{K}\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|n\right[k\left]\right|}^2---\left(11\right)$

这是指形式为的表达式

G(f)＝a·f²+b·f+c               (12)

已经被还原，适当的常数a＞0，b，c＞0，并且因此一个凸形抛物线的等式。因此，对于频偏的一个更精确估计，它提供本身以便根据tupels(f_v，M_v)确定一个适当的抛物线，其中，它的顶点(即G(f)的辐角被最小化)-b/(2a)可以直接作为-Δf的估计 作为AM抛物线确定的准则，例如误差平方 $\underset{v=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{|G\left(f_v\right)-M_v|}^2$ 的总数能被使用。使用回归计算的这个准则的极小化导致确定参数a、b、c的等式线性系统。

可替代地，曲线G(f)还可以被模拟为高阶多项式，卓越的函数等等，如果度量M_v不从维特比均衡器中导出而是根据等式(4)作为平均误码概率或按照另外一个规则导出，则这是有利的，因为在这种情况下实际度量相关性可以被更好地近似。为了确定函数G(f)的参数，原则上可以使用任意的曲线内插方法。图5中说明了基于G(f)的频偏估计的一般程序。

关于图6，作为根据本发明的系统实施例，考虑经由具有给定码间干扰的一条色散信道的传输的频偏估计。根据所建议方法的频偏估计被执行，在其中，在N个不同基于格子的均衡和信道估计之前，执行用于根据EP00128664.0的教导预处理一个干扰抑制，与本发明同一申请人的EP00128664.0，标题为″Verfahren zur Interferenzunterdruckung furTDMA-und/oder FDMA Ubertragung″。N个均衡和信道的输入是干扰抑制方法的输出z_v[k]，v∈{0，1，...，N-1}。为了同时达到高性能和中等系统复杂性，N例如可以选择3，其中，为了获取频偏估计，执行根据抛物线曲线的tupels(f₀，M₀)，(f₁，M₁))，(f₂，M₂)的后处理，其由三个tupels明确确定。在偏移估计之后，偏移被补偿。频偏补偿信号然后受到传统基于格子的均衡。

所使用的变量列表：

f：频率

Δf：频偏

估计的频偏

Δf_max：最大频偏

f_v：离散频偏

N：频移数目

y(t)：连续时间接收信号

y[k]：离散时间接收信号

没有频偏的接收信号

y[k]：相应的无噪声信号

y_v(t)：接收信号的连续时间导数

y_v[k]：接收信号的离散时间导数

z[k]：干扰抑制之后的接收信号

在没有频偏时干扰抑制之后的接收信号

z[k]：相应的无噪声信号分量

n[k]：噪声分量

z_v[k]：干扰抑制之后的信号的导数

z^f[k]：在频移连续变化的情况下干扰抑制之后的信号的导数

M_v：度量

M(f)：在频移连续变化的情况下的度量

T：码元间隔

G(f)：内插函数

K：处理序列的序列长度

序列z_v[k]的第k个已发射码元

序列z_v[k]的估计的离散时间整个脉冲响应

L_v：脉冲响应h_v[k]的系数数目

Claims (8)

1.TDMA(时分多址)和/或FDMA(频分多址)传输的频偏估计的方法，它至少大致能够被模型化为脉冲幅度调制，它包括如下步骤：

·通过原始接收信号的N个不同的离散频移，产生接收信号的N个另外变型，称作接收信号的导数；

·通过均衡和/或检测，处理接收信号的导数以重建已发射码元序列；

·执行接收信号的N个导数的均衡和/或检测；

·在均衡和/或检测期间，确定接收信号的N个导数的N个度量，以便至少大致反映估计的已发射码元的可靠性；和

·通过结合相应的频移来处理N个度量，确定所述频偏的估计。

2.根据权利要求1的方法，其特征在于：

从连续时间的接收信号中直接形成接收信号的导数。

3.根据权利要求1的方法，其特征在于：

只在抽样连续时间的接收信号之后直接形成接收信号的导数。

4.根据权利要求1或3的方法，其特征在于：

为了抑制损失、特别是抑制干扰的目的，只在抽样之后执行的离散时间预处理之后形成接收信号的离散时间导数。

5.根据前面权利要求之一的方法，其特征在于：

通过根据由N个均衡和相应的频移所获得的N个度量上所确定的曲线的极值来形成频偏的估计。

6.根据权利要求5的方法，其特征在于：

从抛物线的顶点获得所述极值。

7.根据前面权利要求之一的方法，其特征在于：

只在接收信号块的局部范围中执行接收信号导数的产生和均衡。

8.用于TDMA和/或FDMA传输的频偏估计系统，它能够至少大致被模型化为脉冲幅度调制，它包括：

·通过原始接收信号的N个不同的离散频移而形成接收信号的N个另外变型的装置，该另外变型称作接收信号的导数；

·用于通过均衡和/或检测来处理接收信号的导数以重建已发射码元序列的装置；

·用于执行接收信号的N个导数的均衡和/或检测的装置；

·用于在均衡和/或检测期间确定接收信号的N个导数的N个度量以便大致反映估计的已发射码元的可靠性的装置；和

·用于通过结合相应的频移分析N个度量来确定所述频偏的估计的装置。

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