CN1588939A - 基于星型qam的盲检测自适应接收机及自适应盲检测方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于星型正交幅度调制的盲检测自适应接收机和自适应盲检测方法。该收发机中设置了接收信号调制方式盲检测单元，通信时，首先利用调制方式盲检测单元检测出接收信号的调制方式，同时由补偿单元对信道衰落进行补偿，再用信号解调单元对补偿后的信号解调。同时，发射信号调制方式选择单元根据信道质量盲检测单元估计得到的信道质量，选择合适的调制方式发射信号。该盲检测方法是根据基带信号采样序列r(i)，计算接收信号的调制方式盲检测特征向量，由分别与多进制正交幅度调制方式检测特征向量的理论值F_MQAM相比较，检测出接收信号的调制方式。本发明节省了信令的开销，提高了接收机的智能化水平，具有优良的调制方式检测特性和抗噪声性能。

Description

基于星型QAM的盲检测自适应接收机及自适应盲检测方法

技术领域

本发明涉及通信技术领域，具体说是一种基于星型正交幅度调制QAM的盲检测自适应收发机和自适应盲检测方法，可在自适应正交幅度调制AQAM信号传输时，收发双方根据信道状况的好坏改变多进制正交幅度调制MQAM的不同调制方式，利用数字信号调制方式盲检测的方法确定接收信号的调制方式。

背景技术

在第三代移动通信系统中将采用大量的智能通信技术，利用信号参数盲检测技术实现自适应传输中收发双方的参数信息传递。一方面，可以节省信令的开销；另一方面，可增加接收机的参数识别能力，提高接收机性能。现代通信的发展要求通信接收机应具有越来越高的智能性，信号盲检测作为通信智能化的一个方面显得越来越重要。

无线信道的典型特征是时变特性，因此传统固定模式的接收机即使设计时余量很高，也易受到突发错误的影响。为了减轻信道的这些不利影响，发射机可以根据近似瞬时的信道质量信息自适应地改变调制方式或信道编码的方式以及其它一些系统参数。

在自适应调制系统中，发射机可以根据预测的信道质量为发送的信号选择合适的参数，以充分挖掘系统的传输潜力，提高频谱利用率及传输系统的性能。近些年来，自适应传输发展迅速，许多学者从不同方面围绕自适应传输的具体应用做了许多工作。以多进制正交幅度调制MQAM为代表的多进制正交调制充分利用星座图的空间，可以同时进行幅度、相位调制，频谱利用率高，在自适应传输中显示出了良好的应用前景。而星座图的结构与其解调性能有很大关系，如果结构合理信号矢量端在信号空间的分布均匀，则传输性能会较高；相反，如果结构不合理，将会引起较大的误码，降低系统的性能。定义多进制正交幅度调制方式MQAM的星座如图6所示，图6a表示调制方式为2QAM的星座图，即2电平正交幅度调制方式，图6a中包含两个星座点，一个比特代表一个星座点；图6b表示调制方式为4QAM的星座图，即4电平正交幅度调制方式，图6b中包含四个星座点，两个比特代表一个星座点；图6c表示调制方式为8QAM的星座图，即8电平正交幅度调制方式，图6c中包含8个星座点，分布在两个同心圆上，三个比特代表一个星座点；图6d表示调制方式为16QAM的星座图，即16电平正交幅度调制方式，图6d中包含16个星座点，分布在两个同心圆上，四个比特代表一个星座点。

当多进制正交幅度调制方式MQAM为8QAM和16QAM时，星座点分布在两个同心圆上。定义多进制正交幅度调制方式MQAM振幅环内径为α，内外径之比为β，此时外径为αβ。β取值的不同对于系统的误码率性能影响很大，当β接近1时，两个振幅环比较靠近，传输的误码率增加；而当β接近0时，内环振幅相对较小，这时内环星座图之间的点的空间距离会变小，会增加内圈信号的误码率，所以存在一个最佳的β值，使系统的误码率性能最好。

在根据文献L.Hanzo，C.H.Wong，M.S.Yee，Adaptive Wireless Transceivers：Trubo-coded.Turbo-Equalized and Space-Time Coded TDMA，CDMA and OFDM System，England，JohnWiley IEEE press，2002报道，8QAM，16QAM调制方式中α，β的最佳取值如表1所示。

表1  8QAM、16QAM星座图各幅度环半径的最佳值

	α	β
			8QAM	0.54	2.4
16QAM	0.69	1.8

突发模式自适应是自适应调制中一种典型的自适应方式。在每次突发信息的传递中，包含以下的关键步骤：

(1)估计信道质量，即由发射机估计预测下一次传输时的信道传输函数，以选择下一次传输时信号采用的参数。

(2)选择信号传输参数，即在信道状态预测的基础上，发射机选择合适的调制方式和编码方式等信号参数。

(3)进行信号参数的信令告知或信号盲检测，即接收机可以通过信令方式得到信号的参数信息，或者通过信号盲检测技术检测信号参数。

估计信道质量是根据信令方式的不同可由发射机或接收机来完成，在信道质量估计和预测的基础上，参数自适应是自适应调制中关键的环节，信号参数随信道质量自适应地改变需要通过信令信息告知接收机。信令的传递在自适应调制中发挥着重要的作用，已有方案均采用信令告知方式利用信令信息告诉接收机接收信号的调制方式，如W.T.Webb and R.Steele.Variable rate QAM for mobile radio.IEEE Trans.Commun.，1995，43(7)：2223-2230文章所述。图7是张睿，李建东.变速率QAM调制.通信学报，1998，19(4)：8-12文章发表的采用开环信令控制方式自适应多进制正交幅度调制AMQAM的一种时隙结构，在该结构中系统采用时分双工TDD方式传输信号，信号接收和发射交错在接收时隙和发射时隙分别完成，BS指基站，MS指移动站。信号收发时隙结构相同，其中，帧头、帧尾的码元序列已知，用来估计信道质量。信令包含在数据帧中，利用调制电平数来表示，代表当次突发分组信息数据采用的调制类型，信令信息采用固定的四相差分相位键控调制4DPSK调制方式。这里的自适应正交幅度调制QAM信息数据是真正的信息数据。在接收端，首先确定出接收信号的调制电平数，对接收数据进行处理；然后再将接收的帧头，帧尾信号与本地已知的参考信号进行比较，估计出当前信道的衰落特性，为下一次突发选择合适的调制方式。

在自适应传输中，参数自适应是自适应调制中关键的环节。在目前的自适应传输中，采用通过信令信息告知接收机的方式来实现信号参数随信道质量自适应地改变，由于信令信息一般是包含在传输符号中，因而，这种过通过信令信息告知接收机的方式存在如下缺点：

1)信令的传输需要一定的开销，会引起数据吞吐量的一定损失，传输效率较低；

2)接收机的智能性水平也较低；

3)随着信号技术的发展，出现一种新的信号盲检测技术，如文献L.Hanzo，C.H.Wong，M.S.Yee，Adaptive Wireless Transceivers：Trubo-coded，Turbo-Equalized and Space-Time CodedTDMA，CDMA and OFDM System，England，John Wiley IEEE press，2002所提出的。利用信号盲检测技术对接收信号进行参数的检测，可以节省信令的开销，提高接收机的智能性。但这种信号盲检测技术一般用于传统的信息对抗领域中，至今还没有将此技术用于对接收信号的调制方式进行检测，特别是没有涉及自适应传输中常用信号——星型正交幅度调制方式MQAM的研究。

发明的技术方案

本发明的目的之一是提出一种基于星型正交幅度调制的盲检测自适应收发机；目的之二是提出一种用在所述自适应收发机中的调制方式盲检测方法，利用信号盲检测技术对接收信号进行参数的检测，以节省信令的开销，提高传输效率，提高接收机的智能性。

本发明的技术方案是这样实现的：

本发明提出的基于星型正交幅度调制的盲检测自适应收发机的关键是利用信号盲检测对接收到的自适应正交幅度调制AQAM信号进行检测与估计，完成未知调制方式的信号的自适应接收。整个收发机包括：

射频前端接收单元，用于对接收到的信号进行前期预处理，得到自适应正交幅度调制AQAM基带信号采样序列；

调制方式盲检测单元，用于对接收的自适应正交幅度调制AQAM基带信号进行处理，检测出接收信号的调制方式；

信道质量盲检测单元，用于对接收的自适应正交幅度调制AQAM基带信号进行处理，从接收信号中估计发射信道的信道质量，并从接收的自适应正交幅度调制AQAM基带信号中估计信道的衰落特性；

衰落补偿单元，用于对衰落的自适应正交幅度调制AQAM基带信号进行补偿，消除信道对基带信号的影响；

自适应正交幅度调制AQAM解调单元，用于对经过衰落信道补偿的自适应正交幅度调制AQAM基带信号进行解调；

发射信号调制方式选择单元，用于确定发送信号应该采用的调制方式；

自适应正交幅度调制AQAM调制单元，用于对输入的数据进行自适应正交幅度调制AQAM调制，把二进制比特信息调制成为自适应正交幅度调制AQAM基带符号信息；

射频发射单元，用于把自适应正交幅度调制AQAM基带符号信息经过上变频，调制到射频端发射信号；

所述的各单元自适应完成信号的接收与发射，其中：

接收信号的工作过程为：射频前端接收单元将接收的信号经过包括混频、滤波、载波同步和定时同步提取的前期预处理，得到自适应正交幅度调制AQAM基带信号采样序列，同时发送给信道质量盲检测单元、调制方式盲检测单元和衰落补偿单元；调制方式盲检测单元对自适应正交幅度调制AQAM基带信号进行处理，检测出接收信号的调制方式；信道质量盲检测单元对自适应正交幅度调制AQAM基带信号进行处理，即根据信躁比估计得到发射信道的质量和信道的衰落因子，并将信道衰落因子信息输入到衰落补偿单元，通过衰落补偿单元对自适应正交幅度调制AQAM基带信号进行补偿，消除信道对基带信号的影响，得到衰落补偿后的自适应正交幅度调制AQAM基带信号；自适应收发机根据调制方式盲检测单元检测得到的调制方式，对衰落补偿后的自适应正交幅度调制AQAM基带信号进行解调，输出发射端传输的数据信息；

发射信号的工作过程为：发射信号调制方式选择单元根据信道质量盲检测单元估计得到的接收信号信道质量，即自适应正交幅度调制AQAM基带信号的信躁比，选择发送信号的调制方式，送入自适应正交幅度调制AQAM调制单元，把二进制比特信息调制成为自适应正交幅度调制AQAM基带符号信息，并通过射频发射单元将该基带信号调制到射频端发射出去。

上述自适应收发机的调制方式盲检测方法，按如下步骤进行：

第一步  通过射频前端接收单元对接收射频信号进行前期预处理，得到自适应正交幅度调制AQAM基带信号采样序列r(i)，该序列在高斯信道下可表示为：

$r\left(i\right)=s\left(i\right)+n\left(i\right)=\sqrt{E}{a}_i{e}^{j{\mathrm{\θ}}_i}+n\left(i\right)$

式中：s(i)代表自适应正交幅度调制AQAM基带信号

n(i)为加性高斯噪声

E是接收信号的平均功率

a_ie^jθi为AQAM基带信号平均功率归一化的符号序列

a_i为接收信号点的幅度信息

θ_i为接收信号点的相位信息；

第二步  根据采样序列r(i)计算自适应正交幅度调制AQAM基带信号的四阶累积量C_r，4n，n＝0，1，2，

即： $C_{r,40}=\mathrm{Cum}[r\left(i\right),r\left(i\right),r\left(i\right),r\left(i\right)]=M_{40}-{3M}_{20}^2$

C_r，41＝Cum[r^*(i)，r(i)，r(i)，r(i)]＝M₄₁-3M₂₁M₂₀

$C_{r,42}=\mathrm{Cum}[r^{*}\left(i\right),r\left(i\right),r\left(i\right),r^{*}\left(i\right)]=M_{42}-{\left|M_{20}\right|}^2-{2M}_{21}^2$

式中：r^*(i)表示信号r(i)的复共轭

Cum[^*]表示求累积量

M₄₀、M₄₁、M₄₂代表信号的四阶矩

M₂₀、M₂₁代表信号的二阶矩

第三步  根据上述基带信号的四阶累积量计算接收信号的调制方式盲检测特征向量

即 ${\hat{F}}_r==\left[\right|\frac{C_{r,40}}{C_{r,42}},\left|\frac{C_{r,41}}{C_{r,42}}\right|];$

第四步  将盲检测特征向量 与多进制正交幅度调制MQAM调制方式检测特征向量的理论值F_MQAM相比较，利用 $\hat{M}=\underset{M}{\arg \min }\left({\left|\right|{\hat{F}}_r-F_{\mathrm{MQAM}}\left|\right|}^2\right)$ 的判决规则确定接收信号所采用的调制方式，

其中：‖·‖表示向量求模运算

M＝2，4，8，16

$F_{\mathrm{MQAM}}==\left[\right|\frac{C_{x,40}}{C_{s,42}}|,|\frac{C_{s,41}}{C_{s,42}}\left|\right]$ 式中C_s，4n，n＝0，1，4为自适应正交幅度调制

AQAM信号s(i)的四阶累积量 $\underset{M}{\arg \min }\left({\left|\right|{\hat{F}}_r-F_{\mathrm{MQAM}}\left|\right|}^2\right)$ 表示

与F_MQAM相比较

对于不同的信号，F_MQAM具有不同的取值，不同的理论值对应不同的调制方式，即F_2QAM对应2电平的低阶调制方式2QAM，F_4QAM对应4电平的低阶调制方式4QAM，F_8QAM对应8电平的高阶调制方式8QAM，F_16QAM对应16电平的高阶调制方式16QAM，判决时，将盲检测特征向量

分别与四个正交幅度调制方式检测特征向量的理论值F_2QAM，F_4QAM，F_8QAM，F_16QAM比较，取与 相差最小的理论值F_MQAM所对应的M作为判决值，该M值就是被检测到的接收到信号的调制方式。

本发明由于摈弃了传统的信令告知方式，利用调制方式盲检测技术实现收发双方的信息互通，既节省了信令的开销，又提高了接收机的智能化水平；同时由于本发明具有优良的调制方式检测特性，高阶累积量具有良好的抗噪声性能，因而，可以消除白色或有色加性高斯噪声的影响，在理想载波同步和定时同步的假设基础上，在条件更为恶劣的窄带瑞利信道下均可检测出发射信号的调制方式，如图6和图7所示；此外由于本发明适合用于高斯信道和瑞利信道，在两种信道条件下，调制方式盲检测向量相同，因而盲检测方法消除了信号通过瑞利信道而引入的幅度衰减和相位旋转的影响。

附图说明

图1是本发明基于星型正交幅度调制的盲检测自适应收发机组成方框图。

图2是用于本发明自适应收发机的调制方式盲检测方法流程图。

图3是本发明在高斯信道下调制方式集合Ω的误码率曲线图。

图4是本发明在语音调制方式时的盲检测方法性能曲线图。

图5是本发明在数据调制方式时的盲检测方法性能曲线图。

图6是已有星型正交幅度调制QAM星座图，其中图1a是2电平星型正交幅度调制QAM星座图，图1b是4电平星型正交幅度调制QAM星座图，图1c是8电平星型正交幅度调制QAM星座图，图1d是16电平星型正交幅度调制QAM星座图。

图7是已有自适应正交幅度调制AQAM数据时隙结构图。

具体实施方式

以下参照附图对本发明作进一步详细说明。

本发明应用的环境为双向、对称慢变高斯或瑞利信道，通信双方采用的调制方式集合Ω相同，均为Ω＝{2QAM，4QAM，8QAM，16QAM}，即均为2电平星型正交幅度调制方式、4电平星型正交幅度调制方式、8电平星型正交幅度调制方式、16电平星型正交幅度调制方式。

参照图1，本发明的收发机主要由射频前端接收单元、调制方式盲检测单元、信道质量盲检测单元、衰落补偿单元、自适应正交幅度调制AQAM解调单元、发射信号调制方式选择单元、自适应正交幅度调制AQAM调制单元、射频发射单元组成。通信时首先利用调制方式盲检测单元检测出接收信号的调制方式，同时利用信道质量盲检测单元估计信道衰落；然后根据估计得到的信道衰落对自适应正交幅度调制AQAM基带信号进行衰落补偿，最后利用自适应正交幅度调制AQAM信号解调单元，根据检测得到接收信号的调制方式对衰落补偿后的自适应正交幅度调制AQAM信号进行解调。在解调的同时，发射信号调制方式选择单元还要根据信号质量盲检测单元估计得到的信道质量，为下一次突发传输选择合适的调制方式，经过自适应正交幅度调制自适应正交幅度调制AQAM调制单元调制后，通过射频发射机发射信号。

整个收发机的详细工作过程如下：

在接收信号时，由射频前端接收单元对从基站接收到的发射信号首先进行混频、滤波、载波同步和定时同步的提取等前期预处理，得到自适应正交幅度调制AQAM基带信号采样序列r(i)，其中，载波同步提取是利用锁相环对接收载波进行跟踪，定时同步的提取是利用一般的码元定时估计方法进行。所述的采样序列r(i)同时输入到信道质量盲检测单元、调制方式盲检测单元和衰落补偿单元。其中，信道质量盲检测单元有两个功能，一是利用信噪比对接收的自适应正交幅度调制AQAM基带信号的信道质量作出评估，根据评估的信道质量高低为下一次突发选择合适的调制方式，二是从接收的自适应正交幅度调制AQAM基带信号中，利用现有的自适应滤波的方法或信道模型方法估计出信道的衰落特性。接收时，信道质量盲检测单元将输出的信道衰落特性信号输入到衰落补偿单元，通过衰落补偿单元对自适应正交幅度调制AQAM基带信号的衰落进行补偿，消除信道对基带信号的影响。经过补偿后的信号输入到自适应正交幅度调制AQAM调制单元。调制方式盲检测单元根据射频前端接收单元射频前端输入的采样序列r(i)首先计算出自适应正交幅度调制AQAM基带信号的四阶累积量，再根据基带信号的四阶累积量计算接收信号的调制方式盲检测特征向量 最后由盲检测特征向量

与与多进制正交幅度调制MQAM调制方式检测特征向量的理论值F_MQAM相比，检测出接收信号的调制方式，自适应正交幅度调制AQAM解调单元根据调制方式盲检测单元检测得到的调制方式，对经过衰落信道补偿的自适应正交幅度调制AQAM基带信号进行解调，得到发射端传输的信息。

发射信号时，由信道质量盲检测单元利用现有的评估方法，例如，信噪比方法、信号强度方法、误码率方法、传播时延方法，对接收信号的信道质量作出评估，根据评估的信道质量高低选择合适的调制方式。本实施例假设收发信道特性相同，利用信噪比估计出信道的质量，将信道的质量与调制方式转换电平门限进行比较确定调制方式。其具体过程如下：

定义信噪比为ξ，调制方式转换电平门限集合为l＝{l_k|k＝1，Λ，4}。由于通信业务在传输过程中都有一定的误码率TBER要求，不同的业务对误码率TBER要求不同，例如，当传输的业务为语音业务时，传输误码率一般要求小于1％，而当传输的业务为数据业务时，传输误码率一般要求小于0.01％。因此，在确定转换电平门限时，首先需要给定自适应传输中通信业务所必须满足的误码率门限P_th，然后根据每种调制方式的误码率性能曲线确定调制方式转换的电平门限。

每种调制方式的误码率性能曲线如图3所示，图3中的不同标记曲线代表不同阶数的正交幅度调制QAM信号的误码率曲线。两条横线分别表示为1％和0.01％的误码率门限门P_th。该两条误码率门限横线与不同阶数自适应正交幅度调制AQAM信号的交点定为调制方式转换门限。由此可以得到当传输的业务为语音业务和数据业务时的调制方式转换门限电平l_k，k＝1，Λ，4，如表2所示。

               表2调制方式转换门限(dB)

根据表2的数据，由信噪比与转换门限电平可合理选择发射信号的调制方式。在实际的操作中，对于语音或数据业务，当信噪比ξ低于转换门限电平l₁时，各种信号均不能满足误码率小于1％或0.01％的要求，因此，可按信噪比与转换门限电平的如下关系选择最好的调制方式：

当从接收信号中估计得到的信噪比ξ在转换门限电平l₁和l₂之间，即l₁≤ξ＜l₂时，则选择发送信号采用的调制方式为2QAM；

当从接收信号中估计得到的信噪比ξ在转换门限电平l₂和l₃之间，即l₂≤ξ＜l₃时，则选择发送信号采用的调制方式为4QAM；

当从接收信号中估计得到的信噪比ξ在转换门限电平l₃和l₄之间，即l₃≤ξ＜l₄时，则选择发送信号采用的调制方式为8QAM；

当从接收信号中估计得到的信噪比ξ大于转换门限电平l₄，即ξ＜l₄时，则选择发送信号采用的调制方式为16QAM。

将选择好的发送信号调制方式送入自适应正交幅度调制AQAM调制单元，由该AQAM调制单元根据所选择的发送信号调制方式，把二进制比特信息调制成为自适应正交幅度调制AQAM基带符号信息，并通过射频发射单元输送到射频端，发射自适应正交幅度调制AQAM调制信号。

参照图2，由于信号盲检测的自适应调制对信号盲检测方法的性能要求很高，如果在自适应调制中，一次突发的调制方式检测出错，则整个突发分组的解调会全部出错。如果检测算法的性能很差，系统的数据通过率就很低，那么节省信令的开销就显得没有意义。所以本发明在自适应收发机中通过调制方式盲检测单元对接收信号的调制方式进行盲检测的方法具有良好的抗噪声和抗信道衰落的性能，其具体过程如下：

(1)由射频前端接收单元对接收的射频信号进行前期预处理，包括混频、滤波、载波同步和定时同步的提取，得到自适应正交幅度调制AQAM基带信号采样序列r(i)，该序列在高斯信道下可以表示为：

$r\left(i\right)=s\left(i\right)+n\left(i\right)=\sqrt{E}{a}_i{e}^{j{\mathrm{\θ}}_i}+n\left(i\right)---\left(1\right)$

其中：s(i)为AQAM信号

n(i)为加性高斯噪声

E是信号的平均功率

a_ie^jθi为接收AQAM信号的平均功率归一化符号序列

a_i为信号点的幅度信息

θ_i为接收信号点的相位信息，其取值根据信号点在星座图中的位置确定；

(2)根据采样序列r(i)，计算接收信号的四阶累积量C_r，4n，n＝0、1、2即： $C_{r,40}=\mathrm{Cum}[r\left(i\right),r\left(i\right),r\left(i\right),r\left(i\right)]=M_{40}-{3M}_{20}^2---\left(2\right)$

C_r，41＝Cum[r^*(i)，r(i)，r(i)，r(i)]＝M₄₁-3M₂₁M₂₀            ③

$C_{r,42}=\mathrm{Cum}[r^{*}\left(i\right),r\left(i\right),r\left(i\right),r^{*}\left(i\right)]=M_{42}-{\left|M_{20}\right|}^2-{2M}_{21}^2---\left(4\right)$

式中：r^*(i)表示信号r(i)的复共轭，Cum[^*]表示求累积量，M_pq表示信号的p阶矩，根据共轭项q的不同，定义为M_pq＝E[r(i)^p-q(r^*(i))^q]，其中E[^*]表示求均值，M₄₀、M₄₁、M₄₂都代表信号的四阶矩，M₂₀、M₂₁代表信号的二阶矩，根据共轭项的不同分别定义为：

M₄₀＝E[r(i)⁴(r^*(i))⁰]＝E[r(i)⁴]，

M₄₁＝E[r(i)³(r^*(i))¹]

M₄₂＝E[r(i)²(r^*(i))²]

M₂₀＝E[r(i)²]

M₂₁＝E[r(i)r^*(i)]；

(3)根据基带信号的四阶累积量计算接收信号的调制方式盲检测特征向量

是从接收序列中提取的信号特征向量，

即 ${\hat{F}}_r==\left[\right|\frac{C_{r,40}}{C_{r,42}}|,|\frac{C_{r,41}}{C_{r,42}}\left|\right]---\left(5\right)$

(4)将盲检测特征向量 与多进制正交幅度调制MQAM调制方式检测特征向量的理论值F_MQAM相比较，采用如下⑥式的判决规则确定接收信号所采用的调制方式即：

$\hat{M}=\underset{M}{\arg \min }\left({\left|\right|{\hat{F}}_r-F_{\mathrm{MQAM}}\left|\right|}^2\right)---\left(6\right)$

⑥式中的‖·‖表示向量求模运算，F_MQAM是MQAM调制方式盲检测的特征向量的理论值，M＝2，4，8，16。F_MQAM定义为：

$F_{\mathrm{MQAM}}==\left[\right|\frac{C_{s,40}}{C_{s,42}}|,|\frac{C_{s,41}}{C_{s,42}}\left|\right]---\left(7\right)$

⑦式中的C_s，4n，n＝0，1，4，为自适应正交幅度调制AQAM信号s(i)的四阶累积量；

$\underset{M}{\arg \min }\left({\left|\right|{\hat{F}}_r-F_{\mathrm{MQAM}}\left|\right|}^2\right)$ 代表

与各个多进制正交幅度调制QAM调制方式检测特征向量的理论值F_MQAM相比较，取使括号中的值最小的M为判决值。对于不同的信号，根据⑦式可得出F_MQAM的不同的取值，见表3。

表3高斯信道下，采用集合Ω中各调制方式的信号的累积量

判决时，将盲检测特征向量 分别与四个正交幅度调制方式检测特征向量的理论值F_2QAM，F_4QAM，F_8QAM，F_16QAM比较，取与 相差最小的理论值F_MQAM所对应的M作为判决值，该M值就是被检测到的接收到信号的调制方式。例如，当盲检测特征向量

为[2.0，0]时，将该向量[2.0，0]分别与表4中F_2QAM的理论值[1，1]，F_4QAM的理论值[1，0]，F_8QAM理论值[2.921，0]，F_16QAM的理论值[0，0]进行比较，经过比较，盲检测特征向量 与F_8QAM理论值[2.921，0]相差最小，因F_8QAM理论值对应的M为8，故被检测到的接收到信号的调制方式为8QAM。

参照图3，不同标记的曲线代表不同调制方式在高斯信道下不同阶数的正交幅度调制QAM信号的误码率曲线，即曲线1代表调制方式为2QAM的误码率曲线，曲线2代表调制方式为4QAM的误码率曲线，曲线3代表调制方式为8QAM的误码率曲线，曲线4代表调制方式为16QAM的误码率曲线。两条横线5与6分别表示为1％和0.01％的误码率门限P_th。两条误码率门限横线5与6与不同阶数正交幅度调制QAM信号误码率曲线的交点定为不同调制方式的转换电平门限。因此，从图3的四条误码率曲线上可得到四种调制方式的转换门限值分别为l₁、l₂、l₃、l₄。本发明在确定发射信号的调制方式时，首先利用信噪比估计信道的质量，再将信噪比ξ与调制方式转换电平门限进行比较确定调制方式。对于语音或数据业务，当l₁≤ξ＜l₂时，发送信号采用的调制方式为2QAM；当l₂≤ξ＜l₃时，发送信号采用的调制方式为4QAM；当l₃≤ξ＜l₄时，发送信号采用的调制方式为8QAM；当ξ＜l₄时，发送信号采用的调制方式为16QAM。

参照图4和图5，可看出本发明调制方式盲检测方法的检测性能。当通信的业务类型为语音和数据时，在信噪比为0dB，观测码元长度为200时，调制方式盲检测正确率DCR达到86％，在信噪比为6dB时，调制方式盲检测正确率达到已接近100％；当观测码元长度为500时，根据两种业务选择调制方式的盲检测正确率DCR在2dB时已达到100％；当观测码元长度为1000时，盲检测正确率DCR在0dB时已达到100％。这些结果均显示出本发明盲检测方法的良好性能，证明了基于高阶累积量的调制方式盲检测方法在高斯信道和瑞利慢衰落信道下具有稳健的调制方式盲检测性能，适合应用在自适应调制系统中。

Claims (2)

1.一种基于星型正交幅度调制QAM的盲检测自适应收发机，包括：

射频前端接收单元，用于对接收到的信号进行前期预处理，得到自适应正交幅度调制AQAM基带信号采样序列；

调制方式盲检测单元，用于对接收的自适应正交幅度调制AQAM基带信号进行处理，检测出接收信号的调制方式；

信道质量盲检测单元，用于对接收的自适应正交幅度调制AQAM基带信号进行处理，从接收信号中估计发射信道的信道质量，并从接收的自适应正交幅度调制AQAM基带信号中估计信道的衰落特性；

衰落补偿单元，用于对衰落的自适应正交幅度调制AQAM基带信号进行补偿，消除信道对基带信号的影响；

自适应正交幅度调制AQAM解调单元，用于对经过衰落信道补偿的自适应正交幅度调制AQAM基带信号进行解调，输出发射端传输的数据信息；

发射信号调制方式选择单元，用于确定发送信号应该采用的调制方式；

自适应正交幅度调制AQAM调制单元，用于对输入的数据进行自适应正交幅度调制AQAM调制，把二进制比特信息调制成为自适应正交幅度调制AQAM基带符号信息；

射频发射单元，用于把自适应正交幅度调制AQAM基带符号信息经过上变频，调制到射频端发射信号。

2.一种用于星型正交幅度调制方式自适应收发机中的调制方式盲检测方法，按如下步骤进行：

第一步通过射频前端接收单元对接收射频信号进行前期预处理，得到自适应正交幅度调制AQAM基带信号采样序列r(i)，该序列在高斯信道下可表示为：

$r\left(i\right)=s\left(i\right)+n\left(i\right)=\sqrt{E}{a}_i{e}^{j{\mathrm{\θ}}_i}+n\left(i\right)$

式中：s(i)代表自适应正交幅度调制AQAM基带信号

      n(i)为加性高斯噪声

      E是接收信号的平均功率

      a_ie^jθi为AQAM基带信号平均功率归一化的符号序列

      a_i为接收信号点的幅度信息

      θ_i为接收信号点的相位信息；

第二步根据采样序列r(i)计算自适应正交幅度调制AQAM基带信号的四阶累积量C_r，4n，n＝0，1，2，

即： $C_{r,40}=\mathrm{Cum}[r\left(i\right),r\left(i\right),r\left(i\right),r\left(i\right)]=M_{40}-{3M}_{20}^2$

$C_{r,41}=\mathrm{Cum}[r^{*}\left(i\right),r\left(i\right),r\left(i\right),r\left(i\right)]=M_{41}-3M_{21}{M}_{20}$

$C_{r,42}=\mathrm{Cum}[r^{*}\left(i\right),r\left(i\right),r\left(i\right),r^{*}\left(i\right)]=M_{42}-{\left|M_{20}\right|}^2-2M_{21}^2$

式中：r^*(i)表示信号r(i)的复共轭

      Cum[*]表示求累积量

      M₄₀、M₄₁、M₄₂代表信号的四阶矩

      M₂₀、M₂₁代表信号的二阶矩

其中M_pq表示信号的p阶矩，根据共轭项q的不同，定义为M_pq＝E[r(i)^p-q(r^*(i))^q]，E[*]表示求均值；

第三步根据上述基带信号的四阶累积量计算接收信号的调制方式盲检测特征向量

即 ${\hat{F}}_r=\left[\right|\frac{C_{r,40}}{C_{r,42}}|,|\frac{C_{r,41}}{C_{r,42}}\left|\right];$

第四步将盲检测特征向量

与多进制正交幅度调制MQAM调制方式检测特征向量的理论值F_MQAM相比较，利用判决规则 $\hat{M}=\underset{M}{\arg \min }\left({\left|\right|{\hat{F}}_r-F_{\mathrm{MQAM}}\left|\right|}^2\right)$ 确定接收信号所采用的调制方式，

其中：‖·‖表示向量求模运算

      M＝2，4，8，16 $F_{\mathrm{MQAM}}=\left[\right|\frac{C_{s,40}}{C_{s,42}}|,|\frac{C_{s,41}}{C_{s,42}}\left|\right]$ 式中C_s，4n，n＝0，1，4为自适应正交幅度调制AQAM信号s(i)的四阶累积量

$\underset{M}{\arg \min }\left({\left|\right|{\hat{F}}_r-F_{\mathrm{MQAM}}\left|\right|}^2\right)$ 表示 与F_MQAM相比较

对于不同的信号，F_MQAM具有不同的取值，不同的理论值对应不同的调制方式，即F_2QAM对应2电平的低阶调制方式2QAM，F_4QAM对应4电平的低阶调制方式4QAM，F_8QAM对应8电平的高阶调制方式8QAM，F_16QAM对应16电平的高阶调制方式16QAM，判决时，将盲检测特征向量 分别与四个正交幅度调制方式检测特征向量的理论值F_2QAM，F_4QAM，F_8QAM，F_16QAM比较，取与 相差最小的理论值F_MQAM所对应的M作为判决值，该M值代表被检测到的接收到信号的调制方式。

Images