CN1585300A - 一种切普均衡器与瑞克接收机并行接收的方法 - Google Patents

Abstract

切普均衡器与瑞克并行接收的方法适用于CDMA扩频通信系统(如CDMA2000、WCDMA系统)的前向链路基带chip级接收，替代现有的前向链路Rake接收机功能。本发明将chip级均衡器与Rake接收机相结合组成并行接收方法，并采用重构导频信号训练均衡器系数实现chip级均衡，系数迭代均衡器与主均衡器之间为联动工作方式。本发明的实施包括如下步骤：利用信道估计器的估计结果重构经过信道的导频信号用于训练系数迭代均衡器，与之联动的主均衡器用于均衡输入的基带信号，主均衡器的输出和Rake的输出按比例合并后送入解扩模块。本发明为性能优越、工作鲁棒、计算复杂度低的CDMA系统前向链路基带chip级接收机。

Description

一种切普均衡器与瑞克接收机并行接收的方法

                        技术领域

本发明为码分多址(CDMA)系统的移动台侧基带chip级信号接收方法，属于CDMA蜂窝移动通信中的基带信号处理技术领域。

                         背景技术

在CDMA系统中瑞克(Rake)接收机根据信道估计器的估计结果，使用多个“叉指”分别指向相应的强径，并将这些“叉指”的输出按照最大比的原则合并后进行解扩以产生每个符号。在现行的实际系统中Rake接收机以其简洁的结构和较为鲁棒的性能成为CDMA前向链路接收机的主要选择。

但Rake接收机在提取某一径的分量时将其它径对其造成的干扰视为白噪声，这一假设使得Rake接收机的结构存在先天不足，限制了Rake接收机在多径干扰成为主要矛盾(如可分辨径较多或高信噪比环境)时，接收机性能的进一步提高。

另一种接收机的设计思路是力求使得送入解扩模块的chip序列和期望序列之间的均方误差最小，这一设计准则综合考虑了噪声和多径形成的多址干扰，利用有限长度单位脉冲响应(FIR)滤波器来实现这一准则，可以得到(线性最小均方误差-切普)LMMSE-chip均衡器。理论和实践均证明，LMMSE-chip均衡器的性能优于Rake接收机，尤其是在多径干扰严重和要求误帧率较低时这一优势更加明显。

LMMSE-chip均衡器的实现方式是根据信道估计器估计出的信道和发送基带滤波器、接收基带滤波器的联合冲激响应来计算均衡器系数的，联合冲激响应可表示为信道卷积矩阵H

$H=\left[\begin{array}{cccccc}{h}_0& 0& 0& \·\·\·& 0& 0\\ h_1& h_0& 0& \·\·\·& 0& 0\\ \·& \·& \·& \·& \·& \·\\ \·& \·& \·& \·& \·& \·\\ \·& \·& \·& \·& \·& \·\\ h_{L-1}& h_{L-2}& \·\·\·& h_0& 0& 0\\ 0& h_{L-1}& h_{L-2}& h_1& 0& 0\\ \·& \·& \·& \·& \·& \·\\ \·& \·& \·& \·& \·& \·\\ \·& \·& \·& \·& \·& \·\\ 0& 0& 0& 0& h_{L-1}& h_{L-2}\\ 0& 0& 0& 0& 0& h_{L-1}\end{array}\right]$ (公式1)

H为(L-1+M)×M矩阵(其中L是信道的时延扩展；M是均衡器的长度)。

基于LMMSE准则得到的chip均衡器系数为：

$g_{\mathrm{MMSE}}={(H^H+\frac{1}{\mathrm{SNR}}I)}^{-1}{H}^H{\mathrm{\δ}}_D$                        (公式2)

式中δ_D为[0 0…1_D+1 0…0]^T，D是时延参数， $\mathrm{SNR}=\frac{{\mathrm{\σ}}_s^2}{{\mathrm{\σ}}_n^2}$ 为信噪比，I为M×M单位阵。式中(·)^H表示Hermite转置。上式可以看成综合考虑了多径干扰和噪声对信号的影响后的结果，当信噪比SNR＞＞1时LMMSE均衡器退化为迫零均衡器；SNR＜＜1时LMMSE均衡器退化为Rake接收机。

由于矩阵求逆运算的复杂度在矩阵较大时中难以工程实现，一般采用迭代的方法将公式2中的矩阵求逆运算改写为自适应过程：

$g(n+1)=g\left(n\right)-\mathrm{\μ}[(H^H+\frac{1}{\mathrm{SNR}}I)g\left(n\right)-H^H{\mathrm{\δ}}_D]$                           (公式3)

LMMSE自适应切普均衡器较Rake有更好的性能，运算量也较采用传统的矩阵求逆算法的切普均衡器有较大下降。但依然涉及到以下问题：矩阵与矩阵以及矩阵与向量的乘法运算量依然很大，即使采用FFT的方法计算矩阵相乘，均衡器在单位chip时间内复数乘法和复数加法的运算量均高达M²级，接收机结构也很复杂；M＜L时接收机性能将产生劣化，尤其是当时延扩展大于M处有功率较强的径存在时，这一现象更为明显；此外，LMMSE自适应chip均衡器要求信道估计器在不同车速下均有很高的精度，增加了信道估计器的设计难度和实现成本。

                          发明内容

技术问题：本发明的目的是提供一种切普均衡器与瑞克接收机并行接收的方法，解决现有的Rake接收机在多径干扰严重或要求误帧率很低时性能较差，以及现有的LMMSE自适应切普均衡器计算复杂度仍然较高的问题；使得在信道时延扩展较大的环境中系统接收性能更加鲁棒。

技术方案：一种切普均衡器与瑞克接收机并行接收的方法，其特征在于：采用切普均衡器与瑞克接收机并联构成码分多址系统移动台侧基带接收的方法对基带输入信号进行处理，即：基带输入信号的输出端分两路，一路接信道估计器，另一路接均衡器和Rake的输入端，均衡器和Rake的输出端接加法器的输入端，加法器的输出端接解扩模块；其中，切普均衡器由系数联动的系数迭代均衡器和主均衡器两部分构成，利用Rake原有的信道估计器估计结果重构经过信道的导频序列用于训练系数迭代均衡器，主均衡器的系数与系数迭代均衡器保持一致，主均衡器均衡基带输入信号。

系数迭代均衡器用LMS算法实现，并利用重构的导频信号始终工作于训练方式。根据系数迭代均衡器得出的均方误差估计值确定切普均衡器与瑞克的合并比例；即：Rake输出的加权系数始终取1，切普均衡器输出的加权系数取1-均方误差估计值，当1-均方误差估计值小于0时，切普均衡器输出的加权系数取0。

对基带输入信号进行处理的方法为：基带输入信号分为两路，第一路被送入信道估计器，由信道估计器估计出当前信道的单位脉冲响应供导频再生使用；另一路基带输入信号减去导频再生重构出的本地导频信号后得出经过导频干扰抵消的基带输入信号，该信号又被分为两路，第一路被送入Rake另一路被送入主均衡器；导频再生重构出的本地导频信号同时被送入系数迭代均衡器，系数迭代均衡器据此调整系数，并将得出的均衡器系数送入主均衡器；Rake和主均衡器的输出结果合并后进行解扩产生符号级输出。

本发明的主要创新点在于切普均衡器与Rake并行接收的方法以及其中重构导频信号训练的切普均衡器的方法。切普均衡器与Rake并行接收方法中，切普均衡器和RAKE的输出合并后再送入解扩模块。

其中切普均衡器部分的设计思路如下：考虑到CDMA系统将导频信道和其它信道用正交的Walsh函数隔离后混合在一起发射，如能将导频信道“干净”的提取出来，则该均衡器的设计将大为简化，基于这种思路可以得到图3所示的接收机结构，简称为方法一：

在该结构中系数迭代均衡器的输出期望已知，因此系数迭代均衡器一直工作于训练状态，可用简单的LMS(Least Mean Square最小均方)算法实现，无需进行矩阵运算。由于不存在噪声，系数迭代均衡器本质上是一种迫零均衡器。主均衡器仅是一个系数随系数迭代均衡器同步变化的FIR滤波器。Rake接收机可以和主均衡器公用该FIR滤波器的延迟线。过程中重构的导频信号同时用于导频干扰抵消。主均衡器的闭环自适应结构也将比LMMSE(LinearMinimum Mean Square Error线性最小均方误差)自适应均衡器的开环结构获得更好的性能和更强的鲁棒性。发明人将该接收机结构命名为切普均衡器与Rake并行接收的方法。该接收方法将单位chip时间内复数乘法和复数加法的运算量大幅下降至和均衡器长度相当的数量级，并较LMMSE自适应chip均衡器更为简洁。此外，系数迭代均衡器输出的均方误差还将用于控制主均衡器和Rake接收机的合并比例，在信道变化过快或某些多径分布造成均衡器均衡效果不好时将关断均衡器，仅采用Rake接收机的输出结果。

图3中信道估计器的结果必须完整反映信道和基带滤波器的联合冲激响应，而信道中没有径存在的位置由于信噪比低难以保证足够的估计精度。如对该接收机结构稍加变形可以得到第2种切普均衡器与Rake并行接收机结构，简称为方法二。

在方法二中，信道估计器采用和Rake接收机一致的选径方案，即径之间的时延不得小于1个chip。导频基带滤波器是发送基带滤波器和接收基带滤波器的卷积，用于辅助信道估计器重构出和实际情况接近的导频信号。

考虑到导频基带滤波器的引入增加了系统的复杂性，如仅保留基带滤波器的主瓣，将其旁瓣均删去，可得到简化的方法二。由于基带滤波器最大值被设为1，再利用基带滤波器的对称性，在2倍过采样时，简化的基带滤波器在每个采样点上的复数乘法次数仅为1次。

由于上述方法一可由方法二取消导频基带滤波器和改变信道估计器选径方案得到，这里仅描述方法二的实现步骤，具体如下：

步骤1：使用信道估计器估计出当前信道的单位脉冲响应：信道估计器的分辨率为1/4chip或1/8chip，采用滑动窗平均或滑动窗IIR滤波的信道估计方法，选径时，使用Rake接收机的选径方案，即在径之间的间隔不小于1chip的前提下选取功率最强的3～4径；

步骤2：用导频再生重构导频信号：利用PN码偏移量等信息生成本地PN序列，根据信道估计器得出的强径信息，使用抽头延时线模型模拟多径信道环境，重构经过多径信道的导频信号，再使其通过导频基带滤波器，以逼近收到信号中的导频部分；

步骤3：将接收到的信号减去重构的导频信号，以消除接收到信号中的导频部分对接收机性能的影响；

步骤4：利用重构的导频信号并采用LMS算法训练系数迭代均衡器，其输出期望为重构的本地PN序列；LMS算法得出的误差送入均方误差估计得出均方误差的估计值，均衡器根据该估计值决定主均衡器在加法器中的合并比例；

步骤5：主均衡器均衡经过导频干扰抵消后的接收信号，主均衡器的系数保持和系数迭代均衡器联动，同时利用主均衡器的延迟线构成Rake接收机，并将主均衡器的输出和Rake接收机的输出按比例合并。

本发明构成的CDMA系统前向链路chip级接收机，该接收机由信道估计器、PN序列产生模块、抽头延迟线模型、导频基带滤波器、系数迭代均衡器、主均衡器、Rake等部分组成。各部分的具体功能说明如下：

信道估计器：该部分和现有的Rake接收机的信道估计器基本相同，最小分辨率为1/4chip，负责在保证径之间的时延不小于1个chip的前提下，估计出功率最强的4个径的时延、幅度以及相位信息，供主从均衡器和Rake接收机使用。

PN序列产生模块：该部分根据本小区的PN码偏移量等信息，串行产生本地的I、Q两路PN序列供后级模块使用。产生的速率和chip速率同步，输出数据的幅度为1。

抽头延迟线模型：该部分用于根据信道估计器的估计结果，采用FIR滤波器的形式，重构通过多径信道的导频信号。该抽头延迟线模型的最小分辨率和信道估计器相同，为1/4chip。

导频基带滤波器：该滤波器是发送基带滤波器和接收基带滤波器的卷积截短后构成的，用于使得重构的导频信号更接近于接收信号中的导频部分。由于发送基带滤波器、多径信道和接受基带滤波器构成的等效信道是一个线性系统，将发送基带滤波器和多径信道交换位置，并不影响等效信道的单位脉冲响应。

均衡器期望调整：用于根据信道估计器估计出的接收信号幅度对本地PN序列的幅度进行加权。收到信号幅度较大时加权系数较大，收到信号幅度较小时加权系数也较小。以加权后的本地PN序列作为主均衡器的输出期望，有利于改善衰落信道环境中信道解码器的解码性能。

系数迭代均衡器：系数迭代均衡器采用整数或分数间隔的复数LMS算法(该算法由均衡器系数调整完成)，并选取适当的FIR滤波器长度。系数迭代均衡器始终工作于训练方式，系数迭代均衡器的输出期望为经过幅度加权的本地PN序列，由PN序列产生、均衡器期望调整。由于训练序列没有噪声，系数迭代均衡器本质上是工作于训练方式的迫零均衡器。

主均衡器：主均衡器用于均衡经过导频干扰抵消的基带信号。该均衡器仅是一个系数随系数迭代均衡器联动的FIR滤波器，其采样速率和系数迭代均衡器一致。

Rake：Rake接收机和现有的Rake接收机结构基本相同，但不包含解扩部分。该Rake接收机和主均衡器共用一条延迟线，有若干个“叉指”。

均方误差估计器：输出期望和系数迭代均衡器的实际输出相减可得到均衡误差，均方误差估计器将该误差平方后，送入低通滤波器得出均方误差的估计值。该估计值用于评价当前均衡器的工作状况，使得在信道变化过快或某些多径分布造成均衡器均衡效果不好时可以通过均衡器使能控制和乘法器关闭均衡器，仅采用Rake接收机的输出结果。

有益效果：本发明的有益效果主要体现在以下几个方面：

1)由于综合考虑了多径干扰和噪声对信号的影响，和现有的Rake接收机相比，性能有所提高，尤其在多径干扰严重或要求误帧率较低时性能提高较多。

2)和现有的LMMSE自适应chip均衡器相比鲁棒性更强，在有时延大于均衡器长度的多径存在或径的位置发生变化时，性能不会明显下降。

3)和现有的LMMSE自适应chip均衡器相比，计算复杂度大大下降。复数加法和复数乘法的计算量均由均衡器长度平方的数量级下降至和均衡器长度成线性关系的数量级。

                           附图说明

图1是本发明的信号处理流程图。

图2是切普均衡器与Rake的并行方法示意图。

图3是第1种切普均衡器与Rake并行接收机(方法一)示意图。

图4是切普均衡器与Rake并行接收机实现装置示意图。

图5是两径模型(L＜M)时不同接收机的性能对比。其中L为信道时延扩展，M为均衡器长度；图中，横坐标Ior/Ioc为接收到的信号总功率与噪声总功率的比值，单位是dB，纵坐标SER为误符号率，也即解扩模块输出中错误符号占总符号数的比例。

图6：两径模型(L＞M)时不同接收机的性能对比。

以上的图中有：基带输入信号1，信道估计器2，均衡器3、导频再生31、减法器32、系数迭代均衡器33、主均衡器34，PN序列产生35、抽头延迟线模型36、导频基带滤波器37、乘法器38、均衡器期望调整39、减法器310、均衡器系数调整311、均方误差估计312、均衡器使能控制313、乘法器314、系数迭代均衡器辅助控制331，Rake4、加法器5、解扩模块6。

                        具体实施方式

图1是本发明的信号处理流程图。其中基带输入信号1为经过模/数(A/D)转换和接收基带滤波器处理的基带信号；信道估计器2为利用匹配滤波或滑动相关方法实现的CDMA移动台侧信道估计器；解扩模块6和现有的CDMA移动台侧解扩模块相同，完成解扰和解扩的功能，其输出为符号(symbol)级信号。

图2是切普均衡器与Rake4的并行方法示意图。其中，均衡器3为本发明的一个组成部分，其具体实现方法参见图3～图4以及专利说明书中的详细描述；Rake4为类似现有CDMA移动台侧基带接收的装置(不包括其解扩部分)；加法器5为均衡器与Rake并行方法中的合并部分，该模块同时完成对均衡器的输出加权的功能，其具体实现方法参见图4。

图3是第1种切普均衡器与Rake并行接收机(方法一)。其中，导频再生31、减法器32、系数迭代均衡器33和主均衡器34共同构成本发明图2中均衡器3的实现方法之一；导频再生31利用信道估计器得出的结果再生本地的导频信号用于导频干扰抵消和训练系数迭代均衡器；减法器32将基带输入信号1减去导频再生31的信号作为输出；系数迭代均衡器33利用导频再生31输出的导频信号训练均衡器，利用相应算法自适应的调整均衡器系数；主均衡器34用于信道均衡，其系数和系数迭代均衡器的系数保持同步；系数迭代均衡器33和主均衡器34的具体实现方法参见图4以及专利说明书中的详细描述。

图4是切普均衡器与Rake并行接收机实现装置图。其中，PN序列产生35、抽头延迟线模型36和导频基带滤波器37共同构成方法二中的导频再生31部分的实现装置；乘法器38、均衡器期望调整39、减法器310、均衡器系数调整311、均方误差估计312、均衡器使能控制313和乘法器314共同构成系数迭代均衡器辅助控制331，用于控制系数迭代均衡器的工作状态以及对主均衡器输出信号的辅助处理。

本发明的切普均衡器与瑞克接收机并行接收的方法采用切普均衡器与瑞克接收机并联构成码分多址系统移动台侧基带接收的方法对基带输入信号进行处理，即：基带输入信号1的输出端分两路，一路接信道估计器2，另一路接均衡器3和Rake4的输入端，均衡器3和Rake4的输出端接加法器5的输入端，加法器5的输出端接解扩模块6；其中，切普均衡器由系数联动的系数迭代均衡器和主均衡器两部分构成，利用Rake原有的信道估计器估计结果重构经过信道的导频序列用于训练系数迭代均衡器，主均衡器的系数与系数迭代均衡器保持一致，主均衡器均衡基带输入信号。

系数迭代均衡器用LMS算法实现，并利用重构的导频信号始终工作于训练方式。根据系数迭代均衡器得出的均方误差估计值确定切普均衡器与瑞克的合并比例；即：Rake输出的加权系数始终取1，切普均衡器输出的加权系数取1-均方误差估计值，当1-均方误差估计值小于0时，切普均衡器输出的加权系数取0。对基带输入信号进行处理的方法为：基带输入信号分为两路，第一路被送入信道估计器2，由信道估计器2估计出当前信道的单位脉冲响应供导频再生31使用；另一路基带输入信号减去导频再生31重构出的本地导频信号后得出经过导频干扰抵消的基带输入信号，该信号又被分为两路，第一路被送入Rake4另一路被送入主均衡器34；导频再生31重构出的本地导频信号同时被送入系数迭代均衡器33，系数迭代均衡器33据此调整系数，并将得出的均衡器系数送入主均衡器34；Rake4和主均衡器34的输出结果合并后进行解扩产生符号级输出。

下面以CDMA2000平台为例，给出本发明的方法二和独立使用LMMSE自适应chip均衡器及Rake的两种接收机的性能比较。

本发明的信号处理过程如下：

步骤1：使用信道估计器2估计出当前信道的单位脉冲响应。信道估计器的分辨率为1/4chip，方案为带车速估计的自适应滑动窗IIR滤波器。选径时，使用Rake接收机的选径方案，即在径之间的间隔不小于1chip的前提下选取功率最强的4径。

步骤2：用导频再生2重构导频信号。利用PN码偏移量等信息生成本地PN序列，根据信道估计器得出的强径信息，使用抽头延时线模型模拟多径信道环境，重构经过多径信道的导频信号，再使其通过导频基带滤波器，以逼近收到信号中的导频部分。

步骤3：将接收到的信号减去重构的导频信号(减法器32)，以消除接收到信号中的导频部分对接收机性能的影响。

步骤4：利用重构的导频信号并采用LMS算法(均衡器系数调整311实现)训练系数迭代均衡器33，其输出期望为本地PN序列。LMS算法得出的误差(减法器310)送入均方误差估计312得出均方误差的估计值，均衡器使能控制313和乘法器314根据该估计值决定主均衡器34在加法器5中的合并比例。

步骤5：主均衡器34均衡经过导频干扰抵消后的接收信号，主均衡器系数保持和系数迭代均衡器33联动，同时利用主均衡器的延迟线构成Rake4接收机，并将主均衡器的输出和Rake接收机的输出按适当的比例合并。

仿真条件如下：

1)每chip的采样率：Rake接收机4倍采样；本发明的方法二和LMMSE自适应chip均衡器为单倍采样。均衡器的FIR长度均为32。

2)数据速率为153.6kbps，扩频比为4；信道编码采用1/4码率的卷积码。

3)基站总发射功率为0dB：其中导频信道-6dB，同步信道-9dB，寻呼信道-9dB，业务信道为-7dB，剩余功率用产生的正交干扰补足以仿真来自本小区其它用户的影响。

4)多径信道用抽头延时线模型产生，分辨率为1/4chip，衰落采用Jake’s模型，载波频率2GHz。

5)图中每个点的仿真帧数为10000帧，或错误帧达到500帧。

由于AWGN环境中测得的不同接收机误符号率性能非常接近，在此略去其性能曲线。图5是车速为3km/h时，两个等强径模型的性能，这两个径的时延分别为0chip和2chip。将这两个径之间的时延扩展增大以超过均衡器长度，可得到图6所示的结果。(其中前缀PC表示该接收机运用了导频干扰抵消技术)

由图5和图6可见，在信道时延扩展小于均衡器长度时，本发明和LMMSE均衡器性能无明显差异，均优于传统的Rake接收机。此外，当信道时延扩展超过均衡器长度时，LMMSE均衡器性能出现严重劣化，而本发明依然可以保证接收机获得不低于Rake的性能。

Claims (4)

1、一种切普均衡器与瑞克接收机并行接收的方法，其特征在于：采用切普均衡器与瑞克接收机并联构成码分多址系统移动台侧基带接收的方法对基带输入信号进行处理，即：基带输入信号(1)的输出端分两路，一路接信道估计器(2)，另一路接均衡器(3)和Rake(4)的输入端，均衡器(3)和Rake(4)的输出端接加法器(5)的输入端，加法器(5)的输出端接解扩模块(6)；其中，切普均衡器由系数联动的系数迭代均衡器和主均衡器两部分构成，利用Rake原有的信道估计器估计结果重构经过信道的导频序列用于训练系数迭代均衡器，主均衡器的系数与系数迭代均衡器保持一致，主均衡器均衡基带输入信号。

2、如权利要求1所述的切普均衡器与瑞克接收机并行接收的方法，其特征在于：系数迭代均衡器用LMS(Least Mean Square最小均方)算法实现，并利用重构的导频信号始终工作于训练方式。

3、如权利要求1所述的切普均衡器与瑞克接收机并行接收的方法，其特征在于：根据系数迭代均衡器得出的均方误差估计值确定切普均衡器与瑞克的合并比例；即：Rake输出的加权系数始终取1，切普均衡器输出的加权系数取1-均方误差估计值，当1-均方误差估计值小于0时，切普均衡器输出的加权系数取0。

4、如权利要求1所述的切普均衡器与瑞克接收机并行接收的方法，其特征在于：对基带输入信号进行处理的方法为：基带输入信号分为两路，第一路被送入信道估计器(2)，由信道估计器(2)估计出当前信道的单位脉冲响应供导频再生(31)使用；另一路基带输入信号减去导频再生(31)重构出的本地导频信号后得出经过导频干扰抵消的基带输入信号，该信号又被分为两路，第一路被送入Rake(4)另一路被送入主均衡器(34)；导频再生(31)重构出的本地导频信号同时被送入系数迭代均衡器(33)，系数迭代均衡器(33)据此调整系数，并将得出的均衡器系数送入主均衡器(34)；Rake(4)和主均衡器(34)的输出结果合并后进行解扩产生符号级输出。

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