CN1578285A - 宽带移动无线接收机之快速频率搜寻方法及装置 - Google Patents

Abstract

根据本发明，在一种移动无线传输器之载波频率f之搜寻方法中，该搜寻方法系实施于一移动无线接收机中，频谱输入功率之至少两个数值e(k)系量测于各种离散测试频率f_k，其中，f_k小于f_k+1。随后，该等数值e(k)之一最大数值e(k_max)，及相关连之一特定测试频率f_kmax系加以搜寻。经由至少一对数值e(k₁)及e(k₂)(其中，k₁＜k_max＜k₂)及该特定测试频率f_kmax之数值，一预测数值f′系可以决定，其中，该预测数值f′系表示搜寻之载波频率f。

Description

宽带移动无线接收机之快速频率搜寻方法及装置

〔技术领域〕

本发明系有关于一种移动无线传输器之载波频率之决定方法及电路装置，其系实施于一移动无线接收机中。

〔背景技术〕

在移动无线系统传输信号时，欲传输之数据信号会调变至一射频载波信号，藉以使数据信号及射频载波信号可以彼此混合。在调变程序后，组合信号会经由传输天线进行传输。在接收机之后续解调变程序期间，接收信号之载波信号必须再与射频载波信号之一关连区域震荡器(LO)信号彼此混合以进行移除，进而产生所谓之基带信号。在启始阶段，接收机通常无法得知射频载波信号之精确频率(亦可称为载波频率)，因此，接收机必须利用适当方法决定或预测射频载波信号之精确频率。在这种情况下，一宽广之频率范围通常会预先决定，其中，欲侦测且由载波频率支配之无线频道系可以设置。在接收机中，频率同步化程序之主要目的即是尽可能精确地预测传输频率之中频，亦即：载波频率。

在频率预测程序期间，预测方法之定性量测系包括下列准则：

A)频率预测之精确度；以及

B)预测程序之需要时间。

在这种情况下，过大预测误差通常会对接收机性能造成显著之负面影响，且，过长预测时间通常是导因于一无可接受、非常复杂之实施电路，且，通常会造成连接设定之延迟。

在此项技术之已知频率搜寻方法中，一预先决定之精确度通常可以经由一种多重电路级之方法达成。首先，可能之载波频率f_k(其中，k＝1，...，N)将会全部尝试，藉以决定传输器之一特定精确度之载波频率。为达此目的，所谓之无线信号强度指针(RSSI)量测将会实施，藉以通过具有一频率步长Δ之容许频率范围，且，接收信号功率将会量测于一宽带，也就是说，利用一宽带接收滤波器。在这种情况下，收到最多功率之频率f_kmax将会最靠近实际载波频率，且，将可以表示载波频率之第一预测。第一预测之频率不确定性可能会导因于频率步长Δ之大小。因此，载波频率之一更精确、第二预测数值将会利用一第二方法步骤以决定，亦即：利用一窄带接收滤波器以量测接收功率于第一预测程序找到频率之一附近窄带之离散梯级。这种方法之缺点在于：一宽带(举例来说，60MHz)必须利用一相对较窄之频率步长，相较于第一方法步骤之频率步长(举例来说，1MHz)，以进行搜寻，且，这种频率步长将会导致一较长之搜寻时间。然而，相对较大之频率不确定范围，相较于需要之分辨率，却还是存在，其必须利用第二方法步骤之一窄带搜寻以进行调查。同时，这种方法亦是非常耗时的。

〔发明内容〕

有鉴于此，本发明之一主要目的便是提出一种移动无线传输器之载波频率决定方法，其系实施于一移动无线接收机中，藉以提供载波频率之一高精确度预测，并且，这种方法仅仅需要极低之计算、时间、及实施复杂度。另外，本发明之另一主要目的便是提出一种具有上述特征之电路装置。

本发明之上述及其它目的乃是基于权利要求第1项所述方法之特征，及，基于权利要求第12项所述装置之特征。

根据本发明，一种移动无线传输器之载波频率f之搜寻方法，该搜寻方法系实施于一移动无线接收机中，系可以切割为下列步骤：在第一步骤中，一变量之至少两个数值e(k)，该变量系表示频谱接收功率，系可以决定于各种离散测试频率f_k。该等测试频率f_k系间隔一频率步长Δ之倍数，且其中，对于所有量测数值e(k)及e(k+1)而言，f_k系小于f_k+1。在下一步骤中，该等数值e(k)之一最大数值e(k_max)系可以搜寻，该最大数值e(k_max)系关连于一特定测试频率f_kmax。最后，经由至少一对数值e(k₁)及e(k₂)(其中，k₁＜k_max＜k₂)及该特定测试频率f_kmax之数值，一预测数值f’系可以决定，该预测数值f’系表示搜寻之载波频率f。并且，决定该预测数值f’之一对数值e(k₁)及e(k₂)系可以各自决定于该特定测试频率f_kmax以下及以上。

藉此，根据本发明之方法系可以提供下列好处，亦即：利用该等量测数值之特定处理，较佳分辨率，相对于该频率步长Δ，之该预测频率系可以得到。藉此，平均而言，载波频率f系可以决定为搜寻图案之大约10％至20％。相反地，根据本发明之方法系可以利用一预先决定精确度之量测数值处理，相对于一公知搜寻算法，进而增加该频率步长Δ，也就是说，利用一粗略搜寻图案，进而显著降低该预测程序之消耗时间。

根据本发明之一较佳实施例，一误差变数S之数值系基于至少一对数值e(k₁)及e(k₂)之数值以决定，进而决定该预测数值f’。在这种情况下，该误差变量S系表示该至少一对数值e(k₁)及e(k₂)之个别数值间之一差异量测。藉此，传输频率系可以基于该误差变量S之数值及该特定测试频率f_kmax以直接推得。

根据本发明之另一较佳实施例，k₁＝k_max-1，且，k2＝k_max+1。因此，该特定测试频率f_kmax以上及以下之离散频率之两个量测数值e(k_max-1)及e(k_max+1)系用以决定该预测数值f’。这种较佳实施例系可以提供下列优点，亦即：表示载波频率之一预测数值系可以利用一简易方式，评估对称于该特定测试频率f_kmax之离散频率之量测数值以产生。另外，由于该等量测数值系靠近最大位准，该等量测数值之信号位准通常系够大，藉以使本发明方法可以正常操作，即使在噪声位准很高之情况下。

根据本发明之另一较佳实施例，该误差变量S系可以利用下列等式决定：

S＝e(k_max+1)/e(k_max-1)-e(k_max-1)/e(k_max+1)    (1)

在这种较佳实施例中，该误差变量S最好系可以独立于功率量测之绝对值，且，仅受到功率比例支配。

根据本发明之另一较佳实施例，载波频率之该预测数值f’系可以利用一分析性等式加以决定，其系逻辑连结该误差变量S至载波频率之该预测数值f’及该特定测试频率f_kmax之两变量，或，逻辑连结该误差变量S至一频率误谐f_v，该频率误谐f_v系载波频率之该预测数值f’及该测试频率f_kmax间之差异。藉此，该预测数值f’系可以该误差变量S以轻易决定，该误差变量S系基于量测变数。

这种分析性等式最好系可以具有至少一变量，该至少一变量系表示传输频谱及/或接收频谱之形式，特别是，传输及/或接收频谱之带宽及/或传输及/或接收滤波器之带宽。特别是，根据这种较佳实施例，该预测数值f’系可以决定为该接收滤波器及该传输滤波器之带宽之一函数，其中，两变量均可以经由系统规格得知。

根据本发明之另一较佳实施例，载波频率之该预测数值f’系可以基于一计算规则，该计算规则系该特定测试频率f_kmax、该误差变量S之数值、及该传输频谱及该接收频谱之带宽B之一函数。若该误差变量S之数值已利用等式(1)决定，载波频率之该预测数值f’系可以利用下列等式决定：

f’＝f_max+〔(B-Δ)/S〕〔(4+S²)^1/2-2〕        (2)

这种计算规则系可以非常轻易地实施，因为仅需要一系统专有参数，亦即：带宽B。利用一对应方式，频率误谐f_v亦可以利用模拟性等式计算，进而决定该预测数值f’。

在决定该预测数值f’时，接收频谱之宽带白噪声基准最好系可以列入考量。在这种情况下，该等量测数值e(k)系可以利用接收频谱包含宽带白噪声基准直接校正，或，该预测数值f’之决定等式系可以基于宽带白噪声基准之对应校正项。藉由该量测，这种方法系可以在噪声基准很高之情况下正常操作。

根据本发明之另一较佳实施例，基于先前步骤之结果，一明显更窄之窄带频率搜寻步骤最好系可以实施。该窄带频率搜寻步骤系可以利用一相关频率微调程序加以实施，该相关频率微调程序系基于接收信号包含同步化序列及接收机已知同步化序列之比较。要实施该相关频率微调程序，先前决定之预测数值f’系需要列入考量(因为该相关频率微调程序系利用一较小频率步长加以实施)，藉以仅考量先前搜寻频率范围之一更窄部分。最后，该窄带频率搜寻步骤系可以决定足够精确之预测数值，进而使一电信连结之频率同步化能够足够精确地操作(举例来说，3ppm之精确度)。藉此，根据本发明之宽带搜寻方法(其系利用量测数值处理之一预测步骤及另一窄带频率搜寻步骤)，相较于公知搜寻方法(其系利用一宽带频率搜寻步骤及一窄带频率搜寻步骤)，系可以提供下列优点，亦即：对于一预先决定之频率步长Δ而言，根据本发明之窄带频率搜寻步骤系可以具有数目较少之搜寻步骤，因为根据本发明之宽带频率搜寻步骤之分辨率系小于该频率步长Δ。

根据本发明之其它改良及变动系可以见于权利要求之附属项。

〔附图说明〕

本发明系利用较佳实施例之文字，配合所附图式详细说明如下，

其中：

第1A图系表示接收机之传输频率f及测试频率f_k；

第1B图系表示各种测试频率f_k之量测频谱功率数值e(k)；

第2图系表示矩形传输及接收特征及给定频率误谐f_v之频谱功率；

第3图系表示误差变量S及频率误谐f_v之非线性关系；

第4图系表示基于本发明方法之频率预测程序之仿真结果表；

第5图系表示基于本发明方法之频率预测程序之误差数值机率；以及

第6图系表示基于本发明方法之具体实施电路。

〔具体实施方式〕

第1A图系表示接收机之离散测试频率f_k(k＝0至N)，该等离散测试频率f_k系散布于载波频率搜寻程序之完整频带。该等测试频率f_k系彼此间隔一频率步长Δ之倍数。在这种情况下，接收机系具有一特定接收机带宽B，该特定接收带宽B系位于个别测试频率f_k四周，藉以进行信号成分之接收。第1A图系表示一实例，其中，信号成分系接收于测试频率f₃之四周。另外，第1A图系表示具有一矩形轮廓(该矩形轮廓系具有一中频)及一传输带宽B之一模型之传输频谱。

根据本发明之方法，在第一步骤中，各种测试频率f_k之频谱功率数值e(k)系可以决定。该等频谱功率数值e(k)之量测结果系分别关连于各种测试频率f_k，如第1B图所示。另外，第1A图系表示具有一矩形轮廓(该矩形轮廓系具有一中频)及一传输带宽B之一模型之传输频谱。该等量测数值e(k)之轮廓系表示：当传输频率及接收频率(分别由载波频率f及测试频率f_k支配)彼此接近时，功率系逐渐增加。在一矩形传输频谱及接收频谱之一模型中，量测功率数值，相对于频率，系呈现一三角形轮廓。若传输频率及接收频率相同，功率数值e(k_max)系可以具有一最大数值，其中，f_kmax＝f。在这种情况下，测试频率f_kmax以上及以下之离散测试频率f_{kmax +1}及f_kmax-1之两个对应量测功率数值e(k_max+1)及e(k_max-1)系相同。然而，若传输器及接收机之间存在一微量频率误谐f_v，则实际传输频率系可以经由两个对应量测功率数值e(k_max+1)及e(k_max-1)间之一差异量测决定。该差异量测系可以利用一误差函数S定义，且，举例来说，可以表示为：

S＝e(k_max+1)/e(k_max-1)-e(k_max-1)/e(k_max+1)    (3)

在这种情况下，该误差函数S系可以表示为该频率误谐f_v之一函数。根据本发明之方法，接着，第二步骤系实施，藉以利用具有最大数值之量测功率数值e(k)做为量测功率数值e(k_max)。另外，测试频率f_kmax及两个量测功率数值e(k_max+1)及e(k_max-1)系明确定义，藉以完成该误差函数S之计算。

如第2图所示，该误差函数S及该频率误谐f_v之关系S＝f(f_v)系可以推导得到。第2图系表示传输滤波器及接收滤波器，相对于频率，之滤波器特征，其系可以基于传输频谱及接收频谱之一矩形带通特征之假设。接收机之滤波器特征系表示为一带宽B之实线矩形轮廓，该带宽B系位于对应最大功率之一预先决定测试频率f_kmax以上及以下之两个测试频率f_kmax-1及f_kmax+1四周。在这种情况下，两个测试频率f_kmax-1及f_kmax+1，相对于该预先决定之测试频率f_kmax，系分别平移该频率步长Δ。传输器之滤波器特征系表示为一带宽B之虚线矩形轮廓，其系位于中频或载波频率f四周。该预先决定之测试频率f_kmax，相较于载波频率f，系平移该频率误谐f_v，其中，f_v＝f-f_kmax。两个测试频率f_kmax-1及f_kmax+1之两个对应量测功率数值e(k_max-1)及e(k_max+1)系正比于阴影区域，其系表示传输频谱及接收频谱之重迭区域。阴影区域系正比于其宽度，且，对于两个功率数值e(k_max-1)及e(k_max+1)而言，阴影区域之宽度系分别表示为B-f_v-Δ及B+f_v-Δ。在这种情况下，该误差函数S系可以表示为：

S＝(B+f_v-Δ)/(B-f_v-Δ)-(B-f_v-Δ)/(B+f_v-Δ)(4)

假设|f_v|≤min(B-Δ，Δ)。

第3图系利用图形方式表示该误差变量S及该频率误谐f_v之非线性关系。经由该等量测功率数值e(k_max-1)及e(k_max+1)计算之误差变量S系独一无二地关连于载波频率f及该预先决定之测试频率f_max间之频率误谐f_v。藉此，该频率误谐f_v系可以利用一倒数函数S^-1(f_v)明确地决定。

这种方法系包括下列步骤，亦即：

1.量测功率数值e(k)；

2.搜寻最大功率数值e(k_max)；

3.利用等式(3)以计算误差变量S；以及

4.经由倒数函数S^-1(f_v)以决定频率误谐f_v。

基于等式(4)，误差变量S之倒数函数系可以表示为：

f_v＝〔(B-Δ)/S〕〔(4+S²)^1/2-2〕          (5)

随后，传输频率之预测数值系可以表示为：

f’＝ f_v+f_max                            (6)

到现在为止，基于该等量测功率数值e(k_max-1)及e(k_max+1)之决定方法之模型假设，宽带噪声，其主要是由接收机之热噪声及剩余噪声支配，并没有列入考量。这种噪声系可能会产生量测功率数值e(k)之一基本位准，如第1B图所示。因此，若想要量测一非常微弱之射频载波信号，大致上维持常数之噪声贡献系可以减去，藉以校正基于该等量测功率数值e(k_max-1)及e(k_max+1)之等式(3)之误差变数S。

第4图系表示基于本发明方法之载波频率预测程序之仿真结果。在这种情况下，下列参数之假设系配合一通用移动电话系统(UMTS)之接收机，亦即：一带宽B＝3.84MHz，且，一频率步长Δ＝2MHz。各种数值Ec/Io之平均频率误差、最大频率误差、最小频率误差系如第4图所示。

在这种情况下，Ec/Io系表示载波信号功率及一假设干扰信号功率间之比例，其亦可称为载波干扰比。个别频率误差应该视为载波频率之预测数值f’及实际载波频率f间之差异，其中，一特定频率误差数值之出现机率，在最大或最小频率误差之对应频率上，系趋向于零。如第4图所示，仿真之频率误差系随着载波干扰比Ec/Io之增加而递减。

第5图系表示，在各种载波干扰比Ec/Io之情况下，根据本发明方法之一特定频率误差，在频率搜寻程序期间，之出现机率。如第5图所示，举例来说，在载波干扰比Ec/Io为0dB之情况下，频率误差之最大机率系发生于大约400KHz，其系显著小于2MHz之频率步长Δ。因此，即使利用一相对粗略之频率步长，本发明方法亦可以达成一微小频率误差。

第6图系表示根据本发明方法之具体实施电路，其中，第二电路级系额外加入以实施一频率微调程序。如第6图所示，图式上方之第一部分系表示供应至一射频电路方块2(前端)之宽带射频天线信号1。该射频电路方块2系经由一额外控制信号3驱动。该射频电路方块2之输出系驱动一功率量测装置4(功率扫描)。该功率量测装置4之输出信号系利用一计算装置5进一步处理(内插算法)，进而得到一输出信号6。该功率量测装置4及该计算装置5系一基带芯片18之部分。

功能上，该射频天线信号1首先系在该射频电路方块2中，利用一混合器以转换成一低通限制之低频信号。在该射频电路方块2中，该射频天线信号1之频谱外封系沿着低频方向平移一固定频率数值。在这种情况下，该控制信号3之频率系表示该射频天线信号1之频谱外封之平移频率数值。该控制信号3系具有离散频率f_k之一周期信号。然而，该控制信号3亦可以直接表示频率数值f_k，藉此，具有离散频率f_k之一对应周期信号系可以产生。离散频率f_k系变动于频率f_min及频率f_max之间，其系具有2MHz之频率步长Δ。平移离散频率f_k之射频天线信号之量测功率数值e(k)系可以利用一无线信号强度指针(RSSI)进行量测，且，最好利用该功率量测装置4进行量测。在这种情况下，该功率量测装置4系具有一量测范围，且，该量测范围系具有一带宽4MHz之一矩形低通特征。经由各种量测功率数值e(k)，其系对应于个别测试频率f_k，最大量测功率数值e(k_max)及其对应之测试频率f_kmax系可以决定，且，最好利用该功率量测装置4决定。藉此，功率量测e(k_max-1)及e(k_max+1)系可以根据本发明之方法得到，且，最好利用该功率量测装置4或其后面之该计算装置5得到。在这种情况下，该功率量测装置4及该计算装置5间之界面(举例来说，平行界面)必须符合功能电路之切割。随后，载波频率之一预测数值f’系可以利用该计算装置5之误差变量S决定。在这种情况下，该计算装置5之输出信号6系可以具有频率f’之一周期信号，或，亦可以直接具有频率f’之数值。通常，一频率数值之任何表示法，诸如：一频率数目，均可以利用。该等测试频率f_k系可以经由基带芯片(图中未示)控制。

如第6图所示，在第6图之图示下方、第二部分中，宽带射频天线信号1系供应至该射频电路方块2(前端)。该射频电路方块2系经由该控制信号3及该控制信号17驱动。该射频电路方块2之输出系驱动一相关器14。该相关器14之输出信号系于一评估电路15中进一步处理(决定)，进而得到一输出信号16。该相关器14及该评估电路15系一基带芯片18之部分。

如第6图所示，在第6图之图标下方电路装置中，信号及电路组件之功能系决定载波频率之预测数值f’。这种电路装置系关连于相同接收机，其中，第6图下方之功能互动时间系发生在第6图上方之功能互动时间以后。

如先前所述，该射频天线信号1之频谱外封，在该射频电路方块2中，系利用该控制信号3平射载波频率之预测数值f’。另外，对于频率微调程序而言，该射频天线信号1之频谱外封系额外平移一频率f_cordic，其中，该频率f_cordic系由该控制信号17支配，且，该频率f_cordic系在频率f_cordic，min至频率f_cordic，max之一频率范围内、利用极小频率步长Δ’＝6KHz进行变动。在这种情况下，频率f_cordic亦可以假设为负数。经由频率f_cordic之频率平移最好可以基于数字CORDIC算法之模拟/数字转换(图中未示)，且，在这种情况下，最好不属于实施频率平移之射频电路方块2之一部分(相对于第6图)。举例来说，CORDIC算法之一般原则可以见于”The CORDIC TrigometricComputing Technique”，J.E.Volder，IRE Trans.ElectronicComputers，vol.8，pages 330-334，1959，或，可以见于”AUnified Algorithm for Elementary Functions”，J.S.Walther，Spring Joint Conference，pages 370-385，1971。利用一轻微调整之形式，经由一模拟混合器之一模拟频率平移亦可以利用，虽然这种方法仅能够产生正数之频率f_cordic，且，载波频率之预测数值f’亦需要适当平移。经由频率f_cordic进行频率平移之个别信号s_i系可以供应至该相关器14，藉以决定一数数c(i)之数值。该变量c(i)系表示接收信号s_i包含同步化序列及接收机已知同步化序列间之相关性。根据本发明之较佳实施例，同步化序列系表示一特定通用移动电话系统(UMTS)专有同步化频道之同步化序列，其在通用移动电话系统(UMTS)之情况下亦称为主要同步化频道(pSCH)，且，可以用于载波频率搜寻步骤。利用同步化序列进行同步化之做法系类似于分码多重存取(CDMA)基础之系统，诸如：通用移动电话系统(UMTS)。基于该相关器14之变数c(i)，其系供应至该评估电路15，该等数值c(i)之最大数值系可以决定于该评估电路15，且，该最大数值系可以关连于该等频率f_cordic之一特定频率f_cmax。该评估电路15之输出信号16系可以产生该特定频率f_cmax(其中，载波频率f”系表示为该特定频率f_cmax及该预测数值f’之总和)，或，可以直接产生载波频率f”之一数值。在这种情况下，该输出信号16系可以具有该特定频率之一周期信号，或，亦可以直接具有该特定频率之数值。通常，如先前所述，一频率数值之任何表示法均是可能。另外，载波频率f”之预测数值并非绝对需要决定为一数值形式，或，决定为一周期信号；载波频率搜寻步骤亦可以利用相关器之最佳设定完成，而不需要进行实际频率之数值侦测。

Claims (17)

1.一种移动无线传输器之载波频率f之搜寻方法，实施于一移动无线接收机中，包括下列步骤：

(A)量测一变量之至少两个数值e(k)，该变量系表示各种离散测试频率f_k之频谱接收功率，其中，该等测试频率f_k系间隔一频率步长Δ之倍数，且其中，对于所有量测数值e(k)及e(k+1)而言，f_k系小于f_k+1；

(B)搜寻该等数值e(k)之一最大数值e(k_max)，其中，该最大数值e(k_max)系关连于一特定测试频率f_kmax；以及

(C)经由至少一对数值e(k₁)及e(k₂)(其中，k₁＜k_max＜k₂)及该特定测试频率f_kmax之数值，藉以决定一预测数值f’，该预测数值f’系表示搜寻之载波频率f。

2.如权利要求第1项所述之方法，其特征在于：

在步骤(C)中，该预测数值f’之决定系包括下列步骤：

-经由该至少一对数值e(k₁)及e(k₂)之数值，藉以决定一误差变量S，该误差变量S系表示该至少一对数值e(k₁)及e(k₂)之个别数值间之一差异量测。

3.如权利要求第2项所述之方法，其特征在于：

k₁＝k_max-1，且，k2＝k_max+1。

4.如权利要求第3项所述之方法，其特征在于：

该误差变量S系利用下列等式取得：

S＝e(k_max+1)/e(k_max-1)-e(k_max-1)/e(k_max+1)。

5.如权利要求第2至4项之任何一项所述之方法，其特征在于：

在步骤(C)中，载波频道之该预测数值f’之决定方法系利用一分析性等式，其中，该误差变量S系连结至载波频率之该预测数值f’及该测试频率f_kmax之两变量，或，连结至一频率误谐f_v，该频率误谐f_v系该预测数值f’及该测试频率f_kmax间之差异。

6.如权利要求第5项所述之方法，其特征在于：

该分析性等式系包括下列变量：

-至少一变量，该至少一变量系表示传输频谱及/或接收频谱之形式，特别是，传输及/或接收频谱之带宽及/或传输及/或接收滤波器之带宽。

7.如权利要求第6项所述之方法，其特征在于：

在步骤(C)中，载波频率之该预测数值f’系利用下列等式取得：

f’＝f_max+〔(B-Δ)/S〕〔(4+S²)^1/2-2〕，

其中，B系表示传输及接收频谱之带宽。

8.如权利要求第1至7项之任何一项所述之方法，其特征在于：

在步骤(C)中，在载波频率之该预测数值f’之决定期间，该等量测数值e(k)系利用接收频谱之宽带白噪声基准以直接校正，或，对应宽带白噪声基准之校正项系用于步骤(C)之计算。

9.如权利要求第1至8项之任何一项所述之方法，其特征在于：

在步骤(A)中，一无线信号强度指针(RSSI)量测系加以实施。

10.如权利要求第1至9项之任何一项所述之方法，其特征在于：

在步骤(C)之后，一额外步骤(D)系加以实施，其包括：

-基于接收信号包含同步化序列及接收机已知同步化序列之比较，且，考量步骤(C)决定之载波频率之该预测数值f’，藉以实施一相关频率微调程序。

11.如权利要求第10项所述之方法，其特征在于：

步骤(D)系包括下列步骤：

-基于接收信号以产生不同频率平移信号S_i，该等频率平移信号S_i系由接收信号平移载波频率之该预测数值f’及一频率步长Δ’之倍数，其中，Δ’＜Δ；

-决定一变量c(i)之至少两个数值，该变量c(i)系表示个别信号S_i包含同步化序列及接收机已知同步化序列间之相关性；以及

-评估该等变量c(i)以决定一新预测数值f”，该新预测数值f”系表示载波频率f。

12.一种移动无线传输器之载波频率f之搜寻电路装置，实施于一移动无线接收机中，包括：

(A)一量测装置(4)，用以量测一变量之至少两个数值e(k)，该变量系表示各种离散测试频率f_k之频谱传输功率，其中，该等测试频率f_k系间隔一频率步长Δ之倍数；

(B)一评估装置(4)，用以搜寻该等数值e(k)之一最大数值e(k_max)，其中，该最大数值e(k_max)系关连于一特定测试频率f_kmax；以及

(C)一计算装置(5)，经由至少一对数值e(k₁)及e(k₂)(其中，k₁＜k_max＜k₂)及该测试频率f_kmax之数值，用以决定载波频率f之一预测数值f’。

13.如权利要求第12项所述之电路装置，其特征在于：

k₁＝k_max-1，且，k2＝k_max+1。

14.如权利要求第12或13项所述之电路装置，其特征在于包括：

(D)一相关器(14)，用以比较接收信号包含同步化序列及接收机已知同步化序列；

(E)一频率平移装置(2)，用以频率平移接收信号；以及

(F)一第二评估装置(14)，用以比较该相关器于不同频率平移之输出变量，进而实施一相关频率微调程序。

15.如权利要求第14项所述之电路装置，其特征在于：

该频率平移装置(2)系基于接收信号以产生不同频率平移信号S_i，该等频率平移信号S_i系由接收信号平移载波频率之该预测数值f’及一频率步长Δ’之倍数，其中，Δ’＜Δ；

该相关器(14)系决定一变量c(i)之至少两个数值，该变量c(i)系表示个别信号S_i包含同步化序列及接收机已知同步化序列间之相关性；以及

该第二评估装置(15)系评估该等变量c(i)以决定一新预测数值f”，该新预测数值f”系表示载波频率f。

16.如权利要求第12至15项之任何一项所述之电路装置，其特征在于：

该量测装置(4)系实施一无线信号强度指针(RSSI)量测。

17.如权利要求第12至16项之任何一项所述之电路装置，其特征在于：

该电路装置系用于一通用移动电话系统(UMTS)接收机。