CN1578119A - 非线性补偿电路和发射装置及非线性补偿方法 - Google Patents

Abstract

提供一种非线性补偿电路，包括：输入复数基带信号并输出振幅的振幅变换器；以振幅变换部输出的振幅作为地址输入并输出对应该振幅的反增益的存储器；以存储器的输出为输入并输出该输入的倒数的倒数变换器；把倒数变换器的输出进行滤波处理的FIR滤波器；以FIR滤波器的输出为输入并输出该输入的倒数的倒数变换器；把复数基带信号和倒数变换器的输出进行复数乘法运算的复数乘法器。这样，在基带部将输入信号与放大器非线性特性的反特性相乘，进行非线性补偿时，可以降低由记忆效应引起畸变。

Description

非线性补偿电路和发射装置及非线性补偿方法

技术领域

本发明涉及对用于移动通信等方面的放大器进行非线性补偿的电路和方法，特别涉及该放大器存在称为记忆效应的特性时的补偿电路和方法。

背景技术

在近几年的数字移动通信中，为提高抗干扰能力，CDMA(码分多址)通信方式被广泛采用。在CDMA通信方式中，因为瞬时功率比平均功率高很多，为了减少邻近信道的功率泄漏，需要在非常高的输出强度下都保持发射侧高输出功率放大器的线性。因此，放大器的结构变得复杂，造价高，耗电也会增加。

为此在基带部，用补加非线性的反特性的方法，作为放大器使用非线性进行预矫正的技术正被广泛研究。

图7是表示以往的预矫正部的结构图。另外，在图7中，被描述为两根平行的信号线表示复数信号(其同相部分作为实数部，正交部分作为虚数部)。将输入信号(复数基带信号)输入的振幅变换器402输出输入信号的振幅(复数的绝对值)。振幅变换器402的输出，作为地址被输入到构成查找表的存储器403。存储器403中，存储着相对输入的振幅以复数形式表现图中未画出的放大器的增益特性的反特性(放大器的输入对输出的特性的反特性)的数据，输出与作为地址输入给出的振幅信息对应的增益反特性数据(补偿数据)。复数乘法器401，把从存储器403输出的反特性与输入的复数基带信号进行复数乘法运算，并输出乘法运算结果。从复数乘法器401，输出在输入信号加上了非线性的反特性后的信号。

图6是表示发射机的结构图，它具有图7所示结构的预矫正器。如图7所示，复数基带信号(用同相成分和正交成分两根线表示的复数信号)被预矫正器301加入增益的反特性(放大器的输入对输出的特性的反特性)之后，用正交调制器302进行正交调制，由数模转换器(DAC)306转换为模拟信号。该模拟信号在频率混合器(混频器)308与来自局部振荡器310的局部振荡信号混合(增频混合)，在放大器303进行放大(功率)后输出。放大器303的输出信号在频率混合器(混频器)309与来自局部振荡器310的局部振荡信号混合(降频混合)，由模数转换器(ADC)307转换为数字信号，输入到正交解调器305。正交解调器305，将放大器303的输出信号正交解调。自正交解调器305输出的解调信号(用同相成分和正交成分的两根线表示的复数信号)，供给存储器校正计算部304。存储器校正计算部304，将向预矫正器301输入的复数输入信号和由正交解调器305正交解调的复数信号进行比较，推算出放大器303的增益，将放大器303的增益反特性，作为预矫正器301内的存储器(图7的403)的数据进行设定。

另外，作为放大器的预矫正器，可以参考在后述的专利文献1、2、3等。在后述专利文献1中，记载了下述预矫正器：为了降低放大器输出的邻近信道泄漏功率，把输入到放大器的输入信号，根据放大器的输入对输出特性的反特性预先变形，确定对输入信号的微分或者积分或者这两者的修正系数，基于此修正系数改变输入信号，作为最终的预矫正信号输出。在后述专利文献2中，记载了一个适应型预矫正方式的非线性补偿电路的构成，其可以缩小电路规模，高速、高精度进行补偿。在后述专利文献3中，记载了补偿数据(按照功率放大机构的输入输出特性的反特性，考虑功率放大机构的非线性成分后的补偿数据)的生成方法，该数据可以抑制补偿特性的恶化，补偿功率放大机构上的非线性畸变。

但是，在放大器303的非线性特性中，特别是在高功率放大器(HPA)上，有时具有被称为记忆效应(Memory Effect，Memory Distortion)的特性，这是放大器303非线性畸变对输入信号的调制频率、多载波放大中的复数波的失调频率，具有频率依赖性的特性。

当这样的频率依赖性很大时，在参考图6及图7说明的以往的电路结构中，存在预矫正器301的补偿效果减小，不能对放大器303的畸变充分补偿的问题。

专利文献1：特开2000-78037号公报(第2页、第15、16图)；

专利文献2：特开2000-268150号公报(第2页、第2、3图)

专利文献3：特开2000-284977号公报(第2-3页、第10、12图)。

发明内容

本发明的目的在于提供一种在基带部对放大器的非线性特性进行补偿，降低由放大器的记忆效应引起的畸变的装置及其方法。

为达成上述目的，有关本发明一方面的非线性补偿电路，对于输入到放大器的信号，给出上述放大器输入对输出特性，即增益特性的反特性，对上述放大器的非线性特性进行补偿，具备：第1单元，其导出作为对上述输入信号的上述放大器增益的反特性的反增益，输出上述反增益的倒数；滤波器，其输入上述倒数，进行滤波处理后输出；第2单元，其求得上述滤波器的输出的倒数并输出；和乘法器，其对上述输入信号、和上述第2单元的输出信号进行乘法运算。

有关本发明另一方面的非线性补偿电路，具备：第1单元，其导出对上述输入信号的上述放大器的增益并输出；滤波器，其输入上述增益，进行滤波处理后输出；第2单元，其求得上述滤波器的输出的倒数并输出；和乘法器，其对上述输入信号、和上述第2单元的输出信号进行乘法运算。

有关本发明另一方面的非线性补偿方法，具备：导出对上述输入信号的上述放大器增益的反特性，输出上述反特性的倒数的步骤；对上述倒数进行滤波处理后输出的工序；求取上述滤波器输出的倒数的工序；和对上述输入信号、和上述滤波器输出的倒数进行乘法运算的步骤。

有关本发明又一方面的非线性补偿方法，具备：导出对上述输入信号的上述放大器增益的步骤；对上述增益进行滤波处理后输出的工序；求取上述滤波器输出的倒数的工序；和对上述输入信号、和上述滤波器输出的倒数进行乘法运算的步骤。

根据本发明，能够补偿由放大器的记忆效应引起的畸变。

附图说明

图1是表示本发明第1实施例的预矫正器的结构图。

图2是为说明本发明实施例中的放大器记忆效应的图。

图3是表示本发明第1实施例的处理顺序的图

图4是表示本发明第2实施例的预矫正器的结构图。

图5是表示本发明第2实施例的处理顺序的图。

图6是表示具有预矫正器的发射机结构图。

图7是表示以往的预矫正器的结构图。

图中：101-复数乘法器，102-振幅变换器，103、103’-存储器，104-倒数变换器，105-FIR滤波器，106-倒数变换器，201-复数乘法器，202-非线性特性，203-线性相位滤波器，301-预矫正器，302-正交调制器，303-放大器，304-存储器校正计算部，305-正交解调部，401-复数乘法器，402-振幅变换器，403-存储器。

具体实施方式

以下说明实施本发明的优选方式。参考图1，依据本发明一实施方式的预矫正器具备：振幅变换器102，其输入复数基带信号而输出振幅；存储器103，其存储保持相对于输入振幅以复数形式表现放大器的输入对输出特性的反特性(以下成为“反增益特性”)的数据，将来自振幅变换器102的振幅作为地址输入，而输出与该增幅对应的反增益；第1倒数变换器104，其输入来自存储器103的输出而输出该输入的倒数；FIR(有限脉冲响应)型数字滤波器105，其输入第1倒数变换器104的输出信号后进行滤波；第2倒数变换器106，其输入滤波器105的输出并输出该输入的倒数；和复数乘法器101，其对复数基带信号和第2倒数变换器106的输出进行复数乘法运算。

在参考图7说明的以往的适应型预矫正器中，，通过在输入信号上乘以与输入信号的振幅(复数的绝对值)对应的放大器增益的反特性，进行预矫正。

对此，本发明，让放大器(图6的303)增益的反特性的倒数，通过具有与放大器的记忆效应对应的滤波特性的滤波器105之后，再次求倒数，将其结果乘以输入信号。或者，本发明，也可以让对应于输入信号的放大器的增益(根据放大器的输入对输出特性获得)，通过具有与放大器记忆效应对应的滤波特性的滤波器105之后，求出倒数，将其结果与输入信号相乘。以下，以具体的实施例进行更详细的说明。

第1实施例

图1表示本发明第1实施例的结构图。图1所示结构，作为预矫正器301，安装在图6所示的发射机中。

参考图1，图中具备：振幅变换器102，其输入复数基带信号r(i)而输出其振幅；存储器103，其存储保持放大器的输入对输出特性的反特性，构成检查表，输出与输入地址对应的反特性；第1倒数变换器104，其输入来自存储器103的输出而输出，进行倒数运算后输出；FIR(有限脉冲响应)滤波器105，其输入第1倒数变换器104的输出信号，进行滤波运算后输出；第2倒数变换器106，其输入FIR滤波器105的输出，进行倒数运算后输出；和复数乘法器101，其对复数基带信号r(i)和从第2倒数变换器106输出的倒数进行复数乘法运算后输出。

作为输入信号的复数基带信号r(i)(＝rI(i)+jrQ(i)，rI(i)是同相部分，rQ(i)是正交部分，j²＝-1)由振幅变换器102变换为振幅(＝({rI(i)²+rQ(i)²}^1/2)，振幅作为预矫正用的存储器103地址被输入，对应地址的反特性(反增益)被输出。

对应于来自振幅放大器102的振幅，存储器103输出的反增益(复数信号)1/a(t)，由倒数变换器104，变换为倒数a(t)。在FIR滤波器105输入反增益的倒数a(t)，输出信号w(i)。FIR滤波器105的输出信号w(i)，作为滤波器系数(脉冲响应)h(0)，h(1)，h(2)，…，h(N)(N是滤波次数)和信号a(i)的卷积运算，由式(1)表示。

$w\left(i\right)=\underset{j=0}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}h\left(j\right)\·a(i-j)\·\·\·\left(1\right)$

FIR滤波器105的输出信号w(i)(＝wI(i)+jwQ(i)，式中，wI(i)是同相部分，wQ(j)是正交部分，j²＝-1)，再次，由倒数变换器106转换为倒数1/w(i)(＝{wI(i)-jwQ(i)}/{wI(i)²+wQ(j)²})，输入到复数乘法器101，复数乘法器101把输入信号r(i)和1/w(i)进行复数乘法运算后，将输出信号输出。

与FIR滤波器105有关，以下对放大器的记忆效应进行说明。图2是表示由预矫正器进行补偿的放大器(参考图6的303)的记忆效应动作模型化的图。另外，放大器(参考图6的303)，把被正交调制增频混合的模拟信号(RF信号)放大，在图2所示的模型，为说明由预矫正产生的补偿效果，信号为复数信号(模拟信号)，用连续时间型的模型表示。另一方面，在图1的电路中，各信号有数字信号，时间是离散的。

在没有记忆效应的放大器中，如下式2所示，在放大器的复数输入信号x(t)上乘以放大器的增益a(t)，结果作为放大器的输出信号v(t)。

v(t)＝a(t)·x(t)                               …(2)

与此相对，在具有记忆效应的放大器中，在输入信号x(t)上乘以没有记忆效应时的放大器的增益a(t)和预矫正信号w(t)，结果作为放大器的输出v(t)。

由与记忆效应对应的特性的滤波器203(线性相位滤波器)进行滤波后的信号w(t)，如式(3)所示，用a(t)和滤波器203的脉冲响应h(τ)的连续时间上的积分(卷积积分)表示。

w(t)＝∫h(τ)·a(t-τ)dτ                      …(3)

而且，如式(4)所示，在输入信号x(t)上，乘以此滤波器203的输出w(t)，结果作为放大器的输出v(t)。

v(t)＝w(t)·x(t)＝x(t)·∫h(τ)·a(t-τ)dτ    …(4)

图2是表示以上动作(式(4))的框图。在图2中，非线性特性块202，输出没有记忆效应时的放大器增益a(t)，把增益a(t)由滤波器203进行滤波，结果输入复数乘法器201，与输入信号x(t)相乘。

在预矫正器301，为了达到输出v(t)与输入信号x(t)相等，需要将供给放大器的输入信号x(t)畸变，从上式(4)可知，可以进行以下处理。

$x\left(t\right)=\frac{r\left(t\right)}{w\left(t\right)}=\frac{r\left(t\right)}{\∫h\left(\mathrm{\τ}\right)\·a(t-\mathrm{\τ})\mathrm{d\τ}}\·\·\·\left(5\right)$

上式(5)的处理，用图1所示的结构可以实现。只是，式(5)的滤波处理∫h(τ)·a(t-τ)dτ，在预矫正器301变为离散时间上的卷积运算处理(参照上式(1))。

再参考图1，振幅变换器102和存储器103的结构和图7所示的一样。存储器103的输出(复数数据)，是放大器增益的反特性，即1/a(i)(反增益)。取1/a(i)的倒数为a(i)。FIR滤波器105的输出信号为w(i)。在输入信号r(i)上乘以FIR滤波器105输出信号w(i)的倒数，可得到式(6)。

$\frac{r\left(i\right)}{w\left(i\right)}=\frac{r\left(i\right)}{\underset{j=0}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}h\left(j\right)\·a(i-j)}\·\·\·\left(6\right)$

即，按照图1处理的由复数乘法器101输出的信号，按照式(6)所示那样进行变换，将其输入到图2所示的具有记忆效应的放大器中，则变为上式(4)那样。因此，放大器的输入输出关系，通过将式(5)代入式(4)就可得到。通过让FIR滤波器105的滤波特性与图2的放大器的记忆效应的滤波特性相同，如式(7)所示，与输入信号r(t)几乎相等。即放大器的畸变被补偿。

$v\left(t\right)=\frac{r\left(t\right)}{\∫h\left(\mathrm{\τ}\right)\·a(t-\mathrm{\τ})\mathrm{d\τ}}\×\∫h\left(\mathrm{\τ}\right)\·a(t-\mathrm{\τ})\mathrm{d\τ}\·\·\·\·\left(7\right)$

$=r\left(t\right)$

另外，在图1中，用功率变换器构成振幅变换器102也可以。功率变换器，把复数输入信号r(i)(＝rI(i)+jrQ(i))转换为其功率(＝rI(i)²+rQ(i)²)，功率值作为预矫正用的存储器103的地址被输入。另外，在图1中，把分别在振幅放大器102、存储器103、倒数变换器104、FIR滤波器105、倒数变换器106上的延迟时间相加，使输入信号的r(i)(复数基带信号)按照上述合计延迟时间进行延迟，再输入到复数乘法器101，控制输入信号r(i)，使输入信号r(i)与输入信号r(i)所对应的1/w(i)相乘。因此，例如把输入信号r(i)(复数基带信号)在寄存器上暂时存储，与从倒数变换器106输出1/w(i)的时刻同步，从寄存器取出输入信号r(i)，显然也可以作为延时调整的结构。

图3是在图1所示的实施例1中为说明处理顺序的流程图。参照图1和图3，对本发明的第1实施例的方法进行说明。

由振幅放大器102求复数基带信号的振幅(步骤S1)。

接着，从存储了放大器的输入对输出特性的反特性(反增益特性)的存储器103，求与振幅响应的反增益。(步骤S2)。

由第1倒数变换器104求反增益的倒数(步骤S3)。

由FIR滤波器105对反增益的倒数进行滤波处理(步骤S4)

被滤波的倒数输入到第2倒数变换器106，求其倒数(步骤S5)。

由复数乘法器101把复数基带信号和在步骤S5求出的倒数进行复数乘法运算(步骤S6)。

第2实施例

接着，对本发明的第2实施例进行说明。图4是表示第2实施例的结构图。在本实施例中，把存储在存储器103’中的数据作为放大器的输入对输出特性，因而也是放大器的增益特性。因此，可以省略了图1的第1倒数变换器104。

在本实施例中，由振幅变换器102求得复数基带信号的振幅，从存储器103’输出与振幅相对应的增益a(i)。FIR滤波器105，对增益a(i)进行滤波处理。在倒数变换器106，求得被滤波处理的增益w(t)的倒数。复数乘法器101，把复数基带信号和自倒数变换器106输出的倒数进行乘法运算。

图5是说明在图4所示第2实施例中处理顺序的流程图。参照图4和图5，对本发明的第2实施例的方法进行说明。

由振幅变换器102求得复数基带信号的振幅(步骤S11)。

接着，从存储着放大器的输入对输出特性(增益特性)的存储器103’，求得与振幅相对应的放大器增益(步骤S12)。

由FIR滤波器105对来自存储器103’的增益进行滤波处理(步骤S13)。

把滤波后的倒数向倒数变换器106输入，求得其倒数(步骤S14)。

复数基带信号和由步骤S14求得的倒数进行复数乘法运算(步骤S15)。

上述各实施例的预矫正器，均作为图6的预矫正器301采用。另外，在采用第2实施例的预矫正器时，图6的存储器校正计算部304，是根据输入信号和来自正交解调器305的解调信号，校正放大器的输入对输出特性(增益数据)的数据。

在上述实施例中，振幅放大器102、存储器103(103’)、倒数变换器104的部分，显然也可以置换成进行与其等价的处理的其他运算电路。

另外，振幅放大器102和存储器103(103’)的部分，显然也可以置换成进行与其等价的处理的其他运算电路。

另外，在上述实施例中，FIR滤波器的滤波系数h(i)，和/或者改变滤波次数也可以。以上，结合上述实施例对本发明进行了说明，但是，本发明并不局限于上述实施例，显然应包括在本发明的原理的适用范围内由本领域的一般技术人员可以进行的各种变形，修改。

如以上说明，依据本发明，当放大器的非线性畸变对输入信号的调制频率等，存在频率依赖性的时候，可以补偿放大器的畸变。因此，与本发明相关的装置和方法，适用于移动通信系统的发射装置。

Claims (14)

1、一种非线性补偿电路，对于输入到放大器的信号，给出所述放大器输入对输出特性，即增益特性的反特性，对所述放大器的非线性特性进行补偿，其特征在于，具备：

第1单元，其导出作为对所述输入信号的所述放大器增益的反特性的反增益，输出所述反增益的倒数；

滤波器，其输入所述倒数，进行滤波处理后输出；

第2单元，其求得所述滤波器的输出的倒数并输出；和

乘法器，其对所述输入信号、和所述第2单元的输出信号进行乘法运算。

2、一种非线性补偿电路，对于输入到放大器的信号，给出所述放大器输入对输出特性，即增益特性的反特性，对所述放大器的非线性特性进行补偿，其特征在于，具备：

第1单元，其导出对所述输入信号的所述放大器的增益并输出；

滤波器，其输入所述增益，进行滤波处理后输出；

第2单元，其求得所述滤波器的输出的倒数并输出；和

乘法器，其对所述输入信号、和所述第2单元的输出信号进行乘法运算。

3、一种非线性补偿电路，其特征在于；具备：

变换部，其输入复数基带信号，转换成振幅或者功率后输出；

存储部，存储保持相对于输入振幅或者功率以复数形式表现放大器的输入对输出特性的反特性，即反增益特性的数据，输出与来自所述变换部的振幅或者功率对应的反增益；

第1倒数变换器，其输入从所述存储部输出的所述反增益，输出所述反增益的倒数；

滤波器，其输入所述第1倒数变换器的输出信号，进行滤波处理后输出；

第2倒数变换器，其输入所述滤波器的输出，并输出所述滤波器的输出的倒数；和

复数乘法器，其将所输入的所述复数基带信号、和所述第2倒数变换器的输出信号进行复数乘法运算，并输出复数乘法运算结果。

4、一种非线性补偿电路，其特征在于，具备：

变换部，其输入复数基带信号，转换成振幅或者功率后输出；

存储部，其存储保持相对于输入振幅或者功率以复数形式表现放大器的输入对输出特性，即增益特性，输出与来自所述变换部的振幅或者功率对应的增益；

滤波器，其输入所述存储器输出的所述增益，进行滤波处理后输出；

倒数变换器，其输入所述滤波器的输出，并输出所述滤波器的输出的倒数；和

复数乘法器，其输入所输入的所述复数基带信号、和来自所述倒数变换器的输出信号，进行复数乘法运算，并输出复数乘法运算结果。

5、根据权利要求1～4中任一项所述的非线性补偿电路，其特征在于，所述滤波器具有与所述放大器的记忆效应对应的滤波特性。

6、根据权利要求5所述的非线性补偿电路，其特征在于，所述滤波器是有限脉冲响应滤波器，即FIR滤波器。

7、一种发射装置，其特征在于，具备：

权利要求1或者2所述的非线性补偿电路；和

输入将所述非线性补偿电路输出的信号调制后的信号的放大器。

8、一种发射装置，其特征在于，具备：

权利要求3～6中任一项所述的非线性补偿电路；

将所述非线性补偿电路输出的信号正交调制后输出的正交调制器；

将所述正交调制器输出的信号放大后输出的放大器；

将所述放大器输出的信号正交解调后输出的正交解调器；和

输入对所述非线性补偿电路的输入信号和来自所述正交解调器的信号，校正所述存储器的数据的存储器校正运算部。

9、一种非线性补偿方法，对于输入到放大器的信号，给出所述放大器输入对输出特性，即增益特性的反特性，对所述放大器的非线性特性进行补偿，其特征在于，具备：

导出对所述输入信号的所述放大器增益的反特性，输出所述反特性的倒数的步骤；

对所述倒数进行滤波处理后输出的工序；

求取所述滤波处理输出的倒数的工序；和

对所述输入信号、和所述滤波处理输出的倒数进行乘法运算的步骤。

10、一种非线性补偿方法，对于输入到放大器的信号，给出所述放大器输入对输出特性，即增益特性的反特性，对所述放大器的非线性特性进行补偿，其特征在于，具备：

导出对所述输入信号的所述放大器增益的步骤；

对所述增益进行滤波处理后输出的工序；

求取所述滤波处理输出的倒数的工序；和

对所述输入信号、和所述滤波处理输出的倒数进行乘法运算的步骤。

11、一种非线性补偿方法，其特征在于，包含：

输入复数基带信号，转换为振幅或者功率后输出的步骤；

从存储保持相对于输入振幅或者功率以复数形式表现放大器的输入对输出特性的反特性，即反增益特性的数据的存储器，输出与所述输出的振幅或者功率对应的反增益的步骤；

求取所述存储部输出的所述反增益的倒数后输出的步骤；

对所述反增益的倒数进行滤波处理后输出的步骤；

求取所述滤波处理输出的倒数后输出的步骤；

对所输入的所述复数基带信号和所述滤波处理输出的倒数进行复数乘法运算的步骤。

12、一种非线性补偿方法，其特征在于，包含：

输入复数基带信号，转换为振幅或者功率后输出的步骤；

从存储保持相对于输入振幅或者功率以复数形式表现放大器的输入对输出特性，即增益特性的数据的存储器，输出与所输出的振幅或者功率对应的增益的步骤；

对所述存储部输出的所述增益进行滤波处理后输出的步骤；

求取所述滤波处理输出的倒数后输出的步骤；

对所输入的所述复数基带信号和所述滤波处理输出的倒数进行复数乘法运算的步骤。

13、根据权利要求9～12所述的非线性补偿方法，其特征在于，所述滤波处理具有与所述放大器的记忆效应对应的滤波特性。

14、根据权利要求13所述的非线性补偿方法，其特征在于，所述滤波处理是由有限脉冲响应滤波器，即FIR滤波器进行。

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