CN1578109A - 逆变器装置的控制装置 - Google Patents

Abstract

一种逆变器装置的控制装置，是将来自直流电源(3)的电压作为输入，来驱动电动机(2)的逆变器装置的控制装置(4)。该控制装置(4)，在作为变换成可变频率·可变电压的交流电压的逆变器部1的驱动信号、计算并输出PWM信号的驱动信号运算部(43)之外，还包括：检测所述直流电压的电压检测部件；和根据检测的直流电压所含的脉动成分的大小，检测所述电动机(2)的失调状态的失调状态检测部(42)。当检测到失调状态时，所述驱动信号运算部(43)校正所述PWM信号，使逆变器部(1)的输出电压上升。可通过简单的控制，检测失调，通过控制输出电压，从而抑制失调。

Description

逆变器装置的控制装置

技术领域

本发明涉及一种将直流电压变换成可变频率、可变电压的交流电压后，可变速驱动交流电动机的逆变器(inverter)的控制装置。

背景技术

利用逆变器装置驱动交流电动机时，由于驱动逆变器部的PWM(puleswidth modulation)信号的空载时间(dead time)而造成的外加电压失真以及交流电动机的阻抗(impedance)和惯性力矩等的相互作用，有时会出现电流波形周期性地振动这种所谓“失调现象”。这种现象，尤其在大型交流电动机，以及在低负载、低频带中发生得相当频繁。

发生这种失调后，交流电动机本身就会出现振动，振动严重时，还会使其运转无法继续进行。作为抑制这种失调现象的方法，有种方法是校正导致出现失调的主要原因之一的逆变器PWM信号的空载时间引起的输出电压的误差。作为其示例，下例方法已被公诸与众(参阅非专利文献1)。

该方法设置检测交流电动机的电流的电流传感器(sensor)，根据该电流传感器检测到的交流电动机的电流相位，对逆变器PWM信号进行校正，从而抑制外加电压的失真。以此抑制失调的发生，抑制交流电动机的振动。

另外，作为检测、抑制失调发生的另一种方法，下述方法也已公诸于众(参阅专利文献1)。该方法如图12所示，设置着检测流入被逆变器装置的逆变器部101驱动的压缩机102的电流值的电流传感器103。交流部失调判断部104，根据该电流传感器103检测到的电流的变动率，判断失调的状态。在交流部失调判断部104断定是失调状态时，输出电压变更指令部105就动作，增加电压指令值。然后，波形运算部106根据来自输出电压变更指令部105的输出电压值和输出频率指令值，求出所需的PWM脉冲宽度，驱动逆变器部101。利用这种结构，抑制压缩机102的失调及振动的发生。

[非专利文献1]日刊工业新闻社刊《逆变器驱动器(inverter drive)手册》512页《空载时间校正方法》

[专利文献1]特开平10-23789号公报([0018]、图1)

可是，采用上述非专利文献1的方法，虽然能够通过校正空载时间造成的电压变形，抑制失调，但却存在着需要电流传感器、导致逆变器装置体积变大、成本增高的问题。

另外，采用专利文献1的方法，也同样存在着需要电流传感器(sensor)，带来装置的大型化及成本的增大的问题；另外，作为电流传感器，使用电阻时，还存在需要运算放大器(Amplifier)、增加部件的数量、使装置体积增大的问题；并且，采用这种结构后，还存在受到电源电压变动的影响，难以精确控制的问题。

发明内容

本发明就是要解决现有技术存在的这种问题，其目的是提供能够以简单的结构检测出失调状况，而且能可靠控制失调的逆变器装置的控制装置。

逆变器装置，输入直流电压，将交流电能供给作为负载的交流电动机。作为这种逆变器装置的控制装置，本发明在运算并输出针对向可变频率·可变电压的交流电压进行变换的逆变器部的驱动信号的驱动信号运算部件之外，还具有：检测所述直流电压的电压检测部件；和根据检测到的直流电压所含的脉动成分的大小，检测所述交流电动机的失调状态的失调状态检测部件。利用该失调状态检测部件，在检测到失调状态时，所述驱动信号运算部件，校正所述驱动信号，以便提高所述逆变器部的输出电压。

采用上述结构后，可以抑制失调的发生，减小交流电动机的振动，提供结构简单、价格低廉、可靠性高的交流电动机的控制装置。

本发明之1记载的发明，在控制装置中，在驱动信号运算部件之外，还包括：检测所述直流电压的电压检测部件；和根据检测到的直流电压所含的脉动成分的大小，检测所述交流电动机的失调状态的失调状态检测部件。在检测到失调状态时，使所述逆变器部的输出电压上升，从而抑制失调，获得提供结构简单、价格低廉、可靠性高的交流电动机的控制装置的效果。

本发明之4记载的发明，在控制装置中，在驱动信号运算部件之外，还包括：检测所述直流电压的电压检测部件；和为了控制所述交流电动机的失调状态，而预先设定并存储所需的输出电压值的输出电压存储部件。在检测的直流电压的值出现变动时，输出预先设定并存储在输出存储部件中的输出电压值，可以获得提供价格低廉、结构及控制简单易行、对于电压变动的稳定性高、而且抗干扰性强、可靠性高的交流电动机的控制装置的效果。

附图说明

图1是采用本发明的第1实施方式涉及的控制装置的方框结构图。

图2是表示流入电动机2的电流波形及电解电容器3d的两端电压波形的图形。

图3是表示流入电动机2的电流波形及电解电容器3d的两端电压波形的图形。

图4是采用本发明的第2实施方式涉及的控制装置的方框结构图。

图5是表示流入电动机2的电流波形及电解电容器3h的两端电压波形的图形。

图6是表示流入电动机2的电流波形及电解电容器3h的两端电压波形的图形。

图7是采用本发明的第3实施方式涉及的控制装置的方框结构图。

图8是表示第3实施方式中其它方式的方框结构图。

图9是采用本发明的第4实施方式涉及的控制装置的方框结构图。

图10是表示第4实施方式中其它方式的方框结构图。

图11表示图1的控制装置的动作的流程图。

图12是表示现有技术的交流电动机的控制装置的方框结构图。

图中：1—逆变器部；2—电动机；3—直流电源；3a—单相交流电源；3b—电抗器；3c—单相二极管电桥；3d—电解电容器；3e—三相交流电源；3f—三相二极管电桥；3g—电抗器；3h—电解电容器；4—控制装置；41—A/D变换器；42—失调状态检测部；43—驱动信号运算部；44—输出电压存储部；45—直流平均值运算部。

具体实施方式

下面，参阅附图，讲述本发明的实施方式。

(第1实施方式)

图1是应用第1实施方式涉及的控制装置4的逆变器装置的方框结构图。在图1中，逆变器部1，由多个开关(switching)元件构成，输出可变频率、可变电压的交流电压。作为用逆变器部1的输出驱动的3相电动机，是广泛使用的感应电动机及同步电动机等。直流电源3，将电源供给所述逆变器部1，在这里，它是通过电抗器(reactor)3b，用电解电容器(condenser)3d，对将单相交流电源3a经过二极管电桥(diode bridge)3c全波整流后获得脉动电流电压平滑后实现的。

控制装置4，由将直流电源3的输出电压变换成数字信号的A/D(Analog-Digital)变换器41、根据来自A/D变换器41信号所含的脉动成分的大小检测交流电动机的失调状态的失调状态检测部42、以及计算驱动逆变器部1的PWM信号的驱动信号运算部43构成。

当该失调状态检测部42检测出失调后，对驱动信号运算部43发出将供给电动机2的外加电压上升1级(step)的信号。该失调状态检测部42及驱动信号运算部43，使用微机(microcomputer)实现。此外，生成PWM信号的驱动信号运算部43，采用众所周知的结构，所以不再详述。

下面，讲述图1的逆变器装置的动作。在将单相交流电源3a全波整流后所获得的直流电源3的输出电压(电解电容器3d的两端电压)中，包含交流电源频率的2倍的频率成分的交流成分(以下称作“波纹(ripple)电压”)。流入电动机2的电流波形及电解电容器3d的两端电压所含的脉动电流电压波形，如图2所示。由图2可知，交流电源3a的频率为50Hz时，电解电容器3d的端子电压含有100Hz的波纹电压。

图3是表示电动机2发生失调时流入电动机2的电流的电流波形及电解电容器3d的脉动电流电压波形。由图3可知，发生失调时的电解电容器3d的两端电压，成为在100Hz的波纹电压上，叠加由于失调而产生的起因于电动机2的电流波形失真的低频的脉动电流成分的脉动电流电压波形。

所以，通过检测有没有这种电解电容器3d的两端电压所含的低频的脉动电流电压成分，就能检测出电动机2中有没有出现失调。下面，使用图11的流程图(flow chart)，详述失调状态检测部42检测及控制失调发生的情况。

首先，在步骤S1中，将n值初始化为0。在步骤S2中，根据A/D变换器41获得的信号，获得10ms期间的数据，该10ms，是100Hz的波纹电压中的1个周期(1000ms/100)。在步骤S3，从取得的这些数据中，检出并存储最大值(Vppmax)及最小值(Vppmin)。

在步骤S4，将n的值增加(increment)1；在步骤S5，判断n的值是否成为10？在n的值成为10之前，反复进行步骤S2～步骤S4的流程(flow)。在n的值成为10时，即反复进行10次步骤S2～步骤S4的流程，对在100mS(10mS×10次)的期间，检测到的数据，从检测到的10个最大值Vppmax中再挑出最大值Vppmax.max和最小值Vppmin.min。同样，从检测到的10个最小值Vppmin中再挑出最大值Vppmax.max和最小值Vppmin.min。

作为判断失调的期间，定为由失调而产生的低频的脉动电流周期以上，例如定为100mS(即将n的计数值(count)定为10)。但并不局限于此。

在步骤S7中，计算Vppmax的最大值与最小值之差(Vppmax.max-Vppmax.min)，或Vppmin的最大值与最小值之差(Vppmin.max-Vppmin.min)；在步骤S7中，判断这些差中的任何一个是否在所定值以上。

这些差小于所定值时，断定没有出现失调，返回步骤S1，再次反复进行上述动作。当这些差大于所定值时，断定出现了失调，向驱动信号运算部43发出将供给电动机2的外加电压提高1级的所定的控制信号，从而在步骤S8，校正来自驱动信号运算部43的PWM信号，由逆变器部1输出上升1级的电压。

其后，返回步骤S1，反复进行上述步骤S1～步骤S7的控制。这时，如果在步骤S7中断定出现了失调，就在步骤S8中将外加电压再上升1级。直到这种失调被抑制为止，反复进行步骤S1～步骤S8的控制。

其结果，电动机2的失调被抑制后，电动机2的电流波形及电解电容器的两端电压波形，就成为图2所示的状态，在这种状态下，电动机2继续运转。

这样，采用本实施方式的交流电动机的控制装置后，可以用简单的结构，检测失调的发生，并对它进行可靠地抑制，减小交流电动机2的振动。所以能够用简单的结构，切实减小交流电动机2的振动，提供装置结构简单、可靠性高的交流电动机的控制装置。

(第2实施方式)

图4是采用第2实施方式涉及的控制装置4的逆变器装置的方框结构图。与图1相比，不同之处在于采用由3相交流电源3e获得直流电源的结构。在图4中，直流电源3，是利用电抗器3f及电解电容器3h，将通过二极管电桥(diode bridge)3g全波整流后的脉动电流电压平滑后实现的。

图5示出没有出现失调时，流入电动机2的电流波形及电解电容器3h的两端电压波形。与图2相比，可知：电源为3相时，通过将电抗器3f选定适当的值后，就几乎不存在波纹电压。

图6示出出现失调时，流入电动机2的电流波形及电解电容器3h的两端电压波形。这时，也和图3一样，成为被重叠着起因于失调造成的电动机2的电流波形变形的低频的脉动电流成分的脉流电压波形。

在图4的逆变器装置中，也采用第2实施涉及的控制装置4。与第1实施方式叙及的那样，检测是否出现失调，如果检测到失调，就将电动机2的外加电压上升1级。

图4的这种控制装置4，与图1的控制装置基本相同。但在图4的逆变器装置中，由于如图5所示，在直流输出电压中不含波纹电压，所以不需要使直流电压的检测周期与波纹周期相等，即不需要将图11的步骤S2中的数据获得期间固定成10mS。

在该逆变器装置中，也和第1实施方式时一样，可以用简单的结构检测出现失调，并可靠地加以控制，所以能降低电动机2的振动。

(第3实施方式)

图7是采用第3实施方式涉及的控制装置4的逆变器装置的方框结构图，取代图1中的失调状态检测部41，设置了输出电压存储部44，而且，直流电压检测信号通过A/D变换器41，送入驱动信号运算部43。输出电压存储部44，是预先设定、存储逆变器部1为了控制电动机2的失调状态而必需的逆变器部1的输出电压值。

下面，讲述图7的逆变器装置的控制动作。驱动信号运算部43，根据检测到的直流电压值，和输出电压存储部44设定、存储的输出电压值，计算向逆变器部1输出的PWM信号。

在这里，单相交流电源3a的电压值下降后，直流电源3的直流电压值也要下降。驱动信号运算部43校正PWM信号，加大其功能(tuty)，以便使逆变器部1始终向电动机2输出输出电压存储部44设定的输出电压值。另外，反之，在直流电源3的直流电压值也要上升时，驱动信号运算部43校正PWM信号，减小其功能，以便使逆变器部1输出的电压与输出电压存储部44的设定值相等。

其结果，由于始终给电动机2外加的是不出现失调的电压，所以可以不受直流电源3的变动的影响，始终抑制失调的发生。

图8的逆变器装置，和图4一样，是表示交流电源是3相时的方框结构图，这时也能通过和图7的逆变器装置一样的操作，控制失调的出现。

综上所述，采用第3实施方式的交流电动机的控制装置后，可以与直流电压的变动无关，利用简单的结构和控制，切实控制失调的发生，降低电动机2的振动。所以也能在电源变动时，利用简单的结构和控制，切实降低电动机2的振动，提供装置的结构、控制简易，抗干扰性强，可靠性高的交流电动机的控制装置。

(第4实施方式)

图9是采用第4实施方式涉及的控制装置的逆变器装置的方框(block)结构图，与图7的结构相比，追加了直流平均值运算部45。它是在所定的时刻检测直流电源3的直流电压，计算出检测到的M个最新的数据的平均值，供给驱动信号运算部43。在驱动信号运算部43中的控制内容，与图9的情况相同，但增设直流平均值运算部45后，却具有如下优点：

在出现失调时，如图3所示，直流电源3的直流电压值，在波纹电压上迭加了起因于电流波形变形的低频的脉动电压。对此，直流平均值运算部45，计算在比起因于这种失调的低频周期长的时间中多次检测到的直流电压值的平均值。就是说，使直流电压值的平均值运算周期大于起因于失调的低频的脉动周期。

其结果，即使第1实施方式中所示的最大值Vppmax.max和最小值Vppmax.min的差，或最大值Vppmin.max和最小值Vppmax.min的差在所定值以下，即即使低频脉动还有若干残余时，也能稳定地检测电流电压值，所以能更切实地将逆变器的输出电压校正成输出电压存储部44设定的值，进行稳定的动作。

图10的逆变器装置，是将图9中交流电源作为三相时的方框结构图，这时，也能采用和图9相同的控制，稳定地控制失调。

综上所述，采用第4实施方式后，可以与直流电压的变动无关，利用简单的结构和控制，切实稳定地控制失调的发生，降低电动机2的振动。所以电源电压变动时，也能利用简单的结构和控制，切实稳定地降低电动机2的振动，提供装置的结构、控制简易，抗干扰性强，可靠性高的交流电动机控制装置。

Claims (5)

1、一种逆变器装置的控制装置，是将直流电压作为输入，将交流电动机作为负载的逆变器装置的控制装置，其特征在于：

所述控制装置，在运算并输出针对向可变频率·可变电压的交流电压变换的逆变器部的驱动信号的驱动信号运算部件之外，还具有：检测所述直流电压的电压检测部件；和根据检测到的直流电压所含的脉动成分的大小，检测所述交流电动机的失调状态的失调状态检测部件，

在检测到失调状态时，所述驱动信号运算部件，校正所述驱动信号，使所述逆变器部的输出电压升高。

2、如权利要求1所述的逆变器装置的控制装置，其特征在于：在所定的期间，用所述电压检测部件检测最大值Vppmax及最小值Vppmin，将该检测反复进行N次，当从N个最大值Vppmax中进一步求出的最大值Vppmax.max与最小值Vppmax.min的差在所定值以上时，或从所述N个最小值Vppmin中进一步求出的最大值Vppmin.max与最小值Vppmin.min的差在所定值以上时，检测出失调状态。

3、如权利要求2所述的逆变器装置的控制装置，其特征在于：由单相交流获得所述直流电压时，将所述所定的期间，定为所述直流电压中包含的波纹电压的一个周期。

4、一种逆变器装置的控制装置，是将直流电压作为输入，将交流电动机作为负载的逆变器装置的控制装置，其特征在于：

所述控制装置，在运算并输出针对向可变频率·可变电压的交流电压变换的逆变器部的驱动信号的驱动信号运算部件之外，还具有：检测所述直流电压的电压检测部件；和为了控制所述交流电动机的失调状态，而预先设定并存储所需的输出电压值的输出电压存储部件，

在检测的直流电压的值出现变动时，所述驱动信号运算部件，校正所述驱动信号，使所述逆变器部输出预先设定并存储在输出电压存储部件中的输出电压值。

5、如权利要求1～4任一项所述的逆变器装置的控制装置，其特征在于：还具有在所定的时刻取得用所述电压检测部件检测的电压，并求出最新取得的M个的平均值的直流平均值运算部件。

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