CN1571534A - 一种无线通信系统收发通道的校正装置及方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种无线通信系统收发通道的校正装置及方法，本发明提供的装置，不仅在接收校正环路上增加了接收通道对消系数产生器，用来消除接收校正环路中的注入式测试信号对系统的影响，而且在发射校正环路上，去除了发射通道测试信号产生器，用来消除发射校正环路中的注入式测试信号对系统的影响。本发明提供的方法，在接收校正环路上使用了对消的方法，从而消除接收通道测试信号对业务信号的干扰；在发射校正环路上使用基站原有的下行信号作为发射通道的测试信号，取消了注入发射通道的测试信号，从而消除了发射通道测试信号对业务信号的干扰。因此，本发明提供的装置及方法，提高了校正系统的性能。

Description

一种无线通信系统收发通道的校正装置及方法

技术领域

本发明涉及无线通信系统收发通道的校正技术，特别涉及一种无线通信系统收发通道的校正装置及方法。

背景技术

无线通信系统通常采用天线收发用户信号，特别是采用智能天线收发用户信号。智能天线通过改变阵列天线的权值实时调整天线方向图，增强用户所在位置方向上的信号增益，从而有效地提高无线通信系统中用户信号的强度，降低用户信号之间相互的干扰，在覆盖范围、频谱利用率及容量等方面改善无线通信系统的性能。

通常无线通信系统中的智能天线是安装在基站上的，智能天线的定向波束可以在射频形成，也可以在基带形成。对于在基带形成的波束无论是上行还是下行，都是通过调整各个收发通道基带信号的复数加权实现该基带波束方向的控制。基带波束无论是接收还是发射，为了使智能天线口的波束方向能够真正对应基带的复数加权，要求各个收发通道从基带到天线口的通道响应一致，即各个通道响应的幅度函数和相位函数相互一致。但是在实际系统中，基带波束无论是接收还是发射，各个收发通道从基带到天线口的通道响应是不一致的，这将严重降低形成基带波束的质量，使智能天线技术无法应用到无线通信系统中。因此，基带波束无论是接收还是发射，都必须对各个收发通道从基带到天线口的通道响应不一致性进行校正，简称通道校正。

现有的通道校正可以分为自校正、切换开关式校正和注入式校正三种方法，其中：

自校正方法本质上是一种优化方法，由于其算法复杂，稳健性难以保证，在智能天线系统中难以实现；

切换开关式校正方法主要用于发射通道的校正，该方法将各个发射通道靠近智能天线处的射频信号通过射频切换开关依次选通到同一路校正接收机中，由于各个发射通道的信号是已知的，可以从校正接收机输出的基带信号中提取各个发射通道的响应，然后计算收发校正系数并实施校正；

注入式校正方法，通过注入测试信号到收发通道，然后利用经过各个收发通道后的测试信号提取各个收发通道的响应，再计算收发校正并实施校正。

注入式校正方法分为耦合器注入式校正方法和空馈注入式校正方法。空馈注入式校正方法分为近场注入式校正方法和远场注入式校正方法。近场注入式校正方法由于会对天线产生遮挡效应，使用较少。远场注入式校正方法需要外置一个收发天线，增加了对设备和基站安装环境的要求，在无线通信系统中难以应用，所以注入式校正方法大都采用耦合器注入式校正方法。

现有无线通信系统的智能天线基站中校正系统方案一的框图如图1所示，这是一种接收校正使用耦合器注入式校正方法、发射校正使用切换开关式校正方法的校正系统，其具体描述为：

接收校正环路：校正同步模块112产生同步控制信号，接收通道测试信号产生器113在同步控制信号的控制下产生基带形式的测试信号，该测试信号经校正发射机111变换为射频信号并且输出，经过功分器109分路后，再通过耦合器107-1～107-N分别注入到各个接收通道中形成各个接收通道信号，各个接收通道信号分别通过相对应各个接收通道的双工器105-1～105-N和接收机103-1～103-N发送到校正系数提取模块114。校正系数提取模块114从各个接收通道信号中提取各个接收通道的响应，再根据各个接收通道的响应计算出各个接收通道所需的校正系数，在校正同步模块112的同步控制信号控制下将该校正系数送到校正模块102中对各个接收通道接收来的上行信号进行校正，将校正后的上行信号发送到基带处理模块101。

发射校正环路：发射通道信号能量的主要部分通过天线发射，少部分信号能量通过耦合器送到多路选择开关108上，借助多路选择开关108，校正系统逐一地将各个发射通道的信号切换到校正接收机110中，由校正接收机110变换为基带信号。发射通道信号中只包含基站的原有信号，其基带形式是已知的，这个已知的基带信号自基带处理模块送到校正系数提取模块114，同时校正接收机输出的基带信号也送到校正系数提取模块114。校正系数提取模块114对这两种基带信号做比较，提取出各个发射通道的响应。再根据各个发射通道的响应计算出各个发射通道的校正系数，在校正同步模块112的同步控制信号控制下将该校正系数送到校正模块102中对各个发射通道所发射的信号进行校正，将校正后的信号通过发射机104-1～104-N、双功器105-1～105-N、耦合器和天线发射出去。由于下行信号是先校正再送到各个发射通道的，校正模块102在提取各个发射通道的响应时要先扣除校正系数的影响。

在该校正系统中的校正模块同时包含了接收较正功能和发射校正功能，校正是对基带信号进行的，包括延时校正和幅相校正。

该校正系统具有以下缺点，缺点一：发射校正环路和接收较正环路使用了两套耦合器，同一个智能天线具有接收和发射两个耦合器，增加了复杂度和成本；缺点二：发射校正环路中使用了多路切换开关，由于切换开关的控制部分需要加电，增加了校正系统的复杂性和潜在的不稳定性，如果多路切换开关放在天线上，将难以承受室外的恶劣环境；如果将多路切换开关放在基站室内单元，势必要使用多根电缆将多路耦合信号引入室内单元，多个电缆的不一致性将直接映射成通道的校正剩余误差。

现有无线通信系统的智能天线基站中校正系统方案二的框图如图2所示，这是一种收发校正共用耦合器和功分/合路器的注入式校正系统，其具体描述为：

接收校正环路：校正同步模块212产生同步控制信号，接收通道测试信号产生器213在同步控制信号的控制下产生基带形式的测试信号，该测试信号经校正发射机210变换为射频信号并且输出，经过校正双工器208和功分/合路器207后，再分别通过耦合器206-1～206-N注入到各个接收通道，分别通过双工器205-1～205-N和接收机203-1～203-N，发送到校正系数提取模块214。校正系数提取模块214从各个接收通道的基带信号中提取各个接收通道的响应，再根据各个接收通道的响应计算出各个接收通道的校正系数，在校正同步模块212的同步控制信号控制下将该校正系数送到校正模块202中对下个接收校正周期的各个接收通道接收的信号进行校正，将校正后的信号发送到基带处理模块201。本校正周期中各个接收通道信号的校正使用的是上个接收校正周期计算得到的接收校正系数。

发射校正环路：校正同步模块212产生同步控制信号，发射通道测试信号产生器211在同步控制信号的控制下产生基带形式的发射通道测试信号，通过加法器215-1～215-N和来自校正模块202的经过了校正的基带发射信号相加，从而分别注入到各个发射通道中。来自基带处理模块201的下行基带信号首先要经过校正模块202进行校正，当前发射校正周期总是使用上个发射校正周期中计算得到的校正系数。校正后再通过各个通道的发射机204-1～204-N变为射频信号，经双工器205-1～205-N送到耦合器206-1～206-N，大部分的信号能量自206-1～206-N输出到天线，由天线发射到无线空间，小部分信号能量自206-1～206-N输出到功分/合路器207，合路后经校正双工器208进入到校正接收机209中，由校正接收机209变换为基带信号。校正系数提取模块214根据基带信号提取出各个发射通道的响应，再根据各个发射通道的响应计算出各个发射通道的校正系数，在校正同步模块212的同步控制信号控制下将该校正系数送到校正模块202中，对下个发射校正周期的各个发射通道来自基带处理模块的基带信号进行校正。

该校正系统具有以下缺点：无论是发射通道校正还是接收通道校正，由于注入的测试信号混在了业务信号之中，对于业务信号是一种干扰，会带来系统性能的下降：对于发射通道校正，发射通道的测试信号和业务信道的信号一起通过天线发射到空间，对于下行业务信号是一种干扰；对于接收通道校正，接收通道的测试信号和业务信号一起被送到基带处理部分，对于上行业务信号是一种干扰。

发明内容

有鉴于此，本发明一方面提供一种无线通信系统收发通道的校正装置，该装置保持了注入测试信号校正方法所具有的高精度的优点。

本发明另一方面提供一种无线通信系统收发通道的校正方法，该方法消除了注入测试信号对收发业务信号的干扰，从而提高了系统的性能。

根据以上目的，本发明的技术方案是这样实现的：

一种无线通信系统收发通道的校正装置，该装置包括校正模块、耦合器、功分/合路器、校正接收机、校正发射机、校正同步模块和接收通道测试信号发生器，其特征在于，该装置还包括接收通道对消信号产生器，复数加法器，校正系数/对消系数提取模块，其中，

接收通道对消信号产生器，用于接收校正系数/对消系数提取模块发送的N路接收通道对消系数，在校正同步模块产生的同步控制信号控制下根据N路接收通道对消系数产生N路对消信号对应发送给N个复数加法器；

N个复数加法器，在接收从校正模块发送来的N路校正后的接收通道信号的同时，注入N路接收通道对消信号，发送对消后的N路校正后的接收通道信号给基带处理模块；

校正系数/对消系数提取模块，用于接收校正接收机发送来的N路发射通道信号或接收N路接收通道信号，根据N路发射通道信号产生N路发射校正系数或根据N路接收通道信号产生N路接收通道对消系数和N路接收校正系数，将接收通道对消系数发送给接收通道对消信号产生器，将N路发射校正系数和N路接收校正系数发送给校正模块。

所述的校正系数/对消系数提取模块接收N路接收通道信号为接收校正模块发送来的N路校正后的接收通道信号或接收接收机发送来的N路校正前的接收通道信号。

所述的接收通道对消信号产生器进一步包括：原始信号对消信号、延时调整模块、复数乘法器、对消信号幅相调整寄存器和对消信号延时调整寄存器，其中，

对消信号幅相调整寄存器，接收N路接收通道对消系数，输出幅相调整量；

对消信号延时调整寄存器，接收N路接收通道对消系数，输出延时调整量；

原始信号对消模块，在校正同步模块的控制下产生N路原始对消信号，发送给延时调整模块；

延时调整模块，接收N路原始对消信号，在延时调整量的控制下发送N路延时调整好的对消信号给复数乘法器；

复数乘法器，接收N路延时调整好的对消信号，与幅相调整量进行乘法操作，发送幅相和延时都调整好的N路对消信号至N路接收通道。

所述的校正系数/对消系数提取模块包括：时序控制/参数寄存器、2N路通道校正参考信号产生模块、2N路复数乘法器、2N路累加模块和CPU或DSP模块，其中，

时序控制/参数寄存器，根据CPU或DSP模块所写的参数和校正同步模块的同步控制信号发出时序控制信号和累加长度控制信号；

2N路通道校正参考信号产生模块，在时序控制信号的控制下产生2N路校正参考信号；

2N路复数乘法器，接收N路接收通道信号和N路发射通道信号，分别与2N路校正参考信号进行相乘，将2N路相乘的结果对应发送到2N路累加模块；

2N路累加模块，将2N路相乘的结果在累加长度控制信号的控制下分别进行累加后发送到CPU或DSP模块；

CPU或DSP模块，给时序控制/参数寄存器写入参数和根据接收2N路累加结果，输出N路接收校正系数、N路接收通道对消系数和输出N路发射校正系数。

所述的校正系数/对消系数提取模块包括：时序控制/参数寄存器、N路通道校正参考信号产生模块、N路复数乘法器、N路累加模块、CPU或DSP模块和多路选择模块，其中，

时序控制/参数寄存器，根据CPU或DSP模块所写的参数和校正同步模块的同步控制信号发出时序控制信号和累加长度控制信号；

N路通道校正参考信号产生模块，在时序控制信号的控制下产生N路校正参考信号；

多路选择模块，并行接收N路接收通道信号和N路发射通道信号，在CPU或DSP模块控制下输出N路接收通道信号或N路发射通道信号；

N路复数乘法器，串行接收N路接收通道信号和N路发射通道信号，分别与N路校正参考信号进行相乘，将N路相乘的结果发送到N路累加模块；

N路累加模块，将N路相乘的结果在累加长度控制信号的控制下分别进行累加后发送到CPU或DSP模块；

CPU或DSP模块，输出N路发射校正系数给时序控制/参数寄存器写入参数和根据接收N路累加结果，串行输出N路接收校正系数、N路接收通道对消系数和输出N路发射校正系数。

所述的校正系数/对消系数提取模块包括：时序控制/参数寄存器、一通道校正参考信号产生模块、一复数乘法器、一累加模块、CPU或DSP模块和多路选择模块，其中，

时序控制/参数寄存器，根据CPU或DSP模块所写的参数和校正同步模块的同步控制信号发出时序控制信号和累加长度控制信号；

一通道校正参考信号产生模块，在时序控制信号的控制下产生校正参考信号；

多路选择模块，并行接收N路接收通道信号和N路发射通道信号，在CPU或DSP模块控制下串行输出N路串行的接收通道信号或发射通道信号；

一复数乘法器，接收N路串行的接收通道信号和N路串行的发射通道信号，分别与校正参考信号进行相乘，将相乘的结果发送到一累加模块；

一累加模块，接收相乘的结果，将相乘的结果在累加长度控制信号的控制下进行累加后发送到CPU或DSP模块；

CPU或DSP模块，给时序控制/参数寄存器写入参数和根据接收累加结果，输出N路接收校正系数、N路接收通道对消系数和输出N路发射校正系数。

所述的校正模块还包括：N路接收通道延时校正模块、N路发射通道延时校正模块、N个接收通道复数乘法器、N个发射通道复数乘法器、发射通道延时校正系数寄存器、发射通道幅相校正寄存器、接收通道幅相校正系数寄存器和接收通道延时校正系数寄存器，其中：

发射通道延时校正系数寄存器，用于接收N路发射校正系数，发送N路发射通道延时校正系数给N路发射通道延时校正模块；

发射通道幅相校正系数寄存器，用于接收N路发射校正系数，发送N路发射通道幅相校正系数给N路发射通道复数乘法器；

N路发射通道延时校正模块，用于接收N路发射通道信号，根据N路发射通道延时校正系数进行校正并且发送N路延时校正好的发射通道信号给N路复数乘法器；

N路发射通道复数乘法器，用于接收N路延时校正好的发射通道信号，根据N路发射通道幅相校正系数进行校正并且发送N路幅相和延时都校正好的发射通道信号；

接收通道延时校正系数寄存器，用于接收N路接收校正系数，发送N路接收通道延时校正系数给N路接收通道延时校正模块；

接收通道幅相校正系数寄存器，用于接收N路接收校正系数，发送N路接收通道幅相校正系数给N路接收通道复数乘法器；

N路接收通道延时校正模块，用于接收N路接收通道信号，根据N路接收通道延时校正系数进行校正并且发送N路延时校正好的接收通道信号给N路复数乘法器；

N路接收通道复数乘法器，用于接收N路延时校正好的接收通道信号，根据N路接收通道幅相校正系数进行校正并且发送N路幅相和延时都校正好的接收通道信号。

一种无线通信系统收发通道的校正方法，该方法包括：

将测试信号注入到接收通道中与接收通道的业务信号合并为接收通道信号，通过相参积累得到接收通道的响应，再根据接收通道的响应计算出接收校正系数和接收通道的对消系数，用接收校正系数对接收通道的信号进行校正，用接收通道的对消系数对接收通道的信号进行对消，去除接收通道信号中的测试信号；

用无线通信系统中基站所发射的下行信号作为发射通道的测试信号，通过相参积累得到发射通道的响应，再根据发射通道的响应计算出发射校正系数，用发射校正系数对发射通道的信号进行校正。

所述的接收校正系数为接收延时校正系数和接收幅相校正系数；所述的接收通道对消系数为接收通道对消延时调整系数和接收通道对消幅相调整系数。

所述的输出接收校正系数，用接收校正系数对接收通道的信号进行校正进一步包括：

根据接收延时校正系数对接收通道信号进行延时调整后，再乘以发射幅相校正系数得到校正后的接收通道信号。

所述的去除接收通道信号中的测试信号进一步包括：

A1、校正系数/对消系数提取模块给接收通道对消信号产生器模块配置对消延时调整系数和对消幅相调整系数；

A2、根据该对消延时调整系数对原始对消信号进行延时后，再乘以负的该对消幅相调整系数得到调整后的接收通道对消信号；

A3、由N路复数加法器将接收通道信号和接收通道对消信号相加，得到对消后的接收通道信号。

所述的发射校正系数为发射延时校正系数和发射幅相校正系数。

所述的输出发射校正系数，用发射校正系数对发射通道的信号进行校正进一步包括：

根据发射延时校正系数对发射通道信号进行延时校正后，再乘以发射幅相校正系数得到校正后的发射通道信号。

所述的输出发射校正系数进一步包括：

B11、将无线通信系统中基站进行全小区发射的下行公共信道信号作为发射通道的测试信号；

B12、设发射校正系数变更标号(T-CCUI)为n的发射校正周期中相参积累出现相关峰时发射参考信号相对于基带模块输出的作为测试信号下行信号的延时为τ_{t_i}(n)，T-CCUI为n的发射校正周期中相参积累得到的相关峰为R_{t_i}(n)，T-CCUI为n的发射校正周期中使用的延时校正系数为T_{t_i}(n)，幅相校正系数为C_{t_i}(n)；

B13、将τ_{t_i}(n)减去T_{t_i}(n)得到τ_{actual_t_i}(n)，取τ_{actual_t_i}(n)(i＝1～N)中的最大值作为τ_{t_max}(n)，T-CCUI为n+1的发射校正周期的延时校正系数T_{t_i}(n+1)为τ_{t_max}(n)减去τ_{actual_t_i}(n)的值；

B14、将R_{t_i}(n)除以C_{t_i}(n)得到h_{t_i}(n)，取h_{t_i}(n)(i＝1～N)中的某个值为h_{t_ref}(n)，T-CCUI为n+1的发射校正周期的幅相校正系数C_{t_i}(n+1)为h_{t_ref}(n)除以h_{t_i}(n)得到的值。

所述的输出发射校正系数进一步包括：

B21、将无线通信系统中基站进行全小区发射的下行多波束发射信号作为发射通道的测试信号；

B22、发射通道的响应向量H为：H(n)＝[h_{t_1}(n)，h_{t_2}(n)，...，h_{t_N}(n)]^T，幅相校正向量C为：C(n)＝[C_{t_1}(n)，C_{t_2}(n)，...，C_{t_N}(n)]^T，经过校正后的N个发射通道测试信号的响应向量R为：R(n)＝[R_{t_1}(n)，R_{t_2}(n)，...，R_{t_N}(n)]^T＝[C_{t_1}(n)h_{t_1}(n)，C_{t_2}(n)h_{t_2}(n)，...，C_{t_N}(n)h_{t_N}(n)]^T，s₁(t，n)，s₂(t，n)，...，s_M(t，n)是M个窄波束发射的扩频信号，其扩频码相互正交，W_k(n)＝[w₁(n)，w₂(n)，...，w_N(n)]是对s_k(t，n)(k＝1～M)的加权，矩阵W为：W(n)＝[W₁ ^T(n)，W₂ ^T(n)，...，W_M ^T(n)]^T；对各个通道接收信号分别以s^*k(t，n)，k＝1～M为参考信号进行相参积累，可以得到向量V(n)＝[v₁(n)，v₂(n)，...，v_M(n)]^T；

B23、据此解得R等于矩阵W的广义逆矩阵乘以V得到的值，将R中的各个分量R_{t_i}(n)除以C_{t_i}(n)就得到h_{t_i}(n)，取h_{t_i}(n)中的某个值为h_{t_ref}(n)，T-CCUI为n+1的发射校正周期的幅相校正系数C_{t_i}(n+1)为h_{t_ref}(n)除以h_{t_i}(n)得到的值；

B24、设T-CCUI为n+1的发射校正周期的延时校正系数T_{t_i}(n+1)为0。

步骤B21所述的下行多波束发射信号为非全小区发送的下行公共信号，或者为无线通信系统中多个用户的波束发射信号。

本发明提供的装置，不仅在接收校正环路上增加了接收通道对消系数产生器，用来消除接收校正环路中的测试信号，而且在发射校正环路上，除去了发射通道测试信号产生器，从而消除了发射校正环路中的测试信号，提高校正系统的性能。本发明提供的方法，在接收校正环路上使用了对消的方法，从而消除接收通道测试信号对业务信号的干扰；在发射校正环路上使用基站原有的下行信号作为发射通道的测试信号，取消了注入发射通道的测试信号，从而消除了发射通道测试信号对业务信号的干扰。因此，本发明提供的装置及方法，在保持了注入测试信号校正方法的高精度优点的同时减少了对系统的干扰，从而提高了校正系统的性能。

附图说明

图1为现有无线通信系统的智能天线基站中校正系统方案一的框图。

图2为现有无线通信系统的智能天线基站中校正系统方案二的框图。

图3为本发明无线通信系统的智能天线基站中校正系统方案一的框图。

图4为本发明无线通信系统的智能天线基站中校正系统方案二的框图。

图5为本发明的校正系数/对消系数提取模块的内部结构一的框图。

图6为本发明的校正系数/对消系数提取模块的内部结构二的框图。

图7为本发明的校正系数/对消系数提取模块的内部结构三的框图。

图8为本发明接收通道对消信号产生器的内部结构框图。

图9为本发明的校正模块内部框图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚明白，以下举实施例并参照附图，对本发明进一步详细说明。

如图3所示，图3为本发明无线通信系统的智能天线基站中校正系统方案一的框图，其具体描述为：

基带处理模块301，该模块包含上行信号的处理部分和下行信号的处理部分，如：该模块包括编解码(Encoder&Decoder)、调制解调(Modulator&Demodulator)和波束形成(Beam Forming)等功能。基带处理模块301直接送到校正模块303的是下行基带信号(Inphase&Quadrature，I和Q)；校正模块303通过复数加法器302送到基带处理模块301的是上行基带信号(Inphase&Quadrature，I和Q)；

N个复数加法器302-1～302-N，用来将各个接收通道的对消信号加到各个接收通道中，对消掉各个接收通道中的测试信号；

校正模块303，包含接收通道校正和发射通道校正，即将各个收发通道中所收发的信号进行校正，收发通道信号的校正是在基带信号上进行的，包括延时校正和幅相校正；

N个接收机304-1～304-N，接收机送到校正模块303的信号为接收通道信号，该接收通道信号含有业务信号和测试信号；

N个发射机305-1～305-N，校正模块303送到发射机的信号为发射通道信号，该发射通道信号只含有业务信号；

N个双工器306-1～306-N，双工器为频分(FDD)模式或为时分(TDD)模式，使N个耦合器307-1～307-N可以收发两个频段或两个时间段的信号；

N个耦合器307-1～307-N，接收测试信号或发射测试信号；

N个天线308-1～308-N，用来接收上行业务信号或发射下行业务信号；

功分/合路器309，当发射校正时，其为合路器；当接收校正时，其为功分器；

校正双工器310，校正双工器为FDD模式或为TDD模式，使功分/合路器309可以收发两个频段或两个时间段的信号；

校正接收机311，校正接收机311送到校正系数提取/对消系数提取模块315的是发射通道信号；

校正发射机312，接收通道测试信号产生器313送到校正发射机312的是测试信号；

接收通道测试信号产生器313，产生基带的接收通道测试信号；

接收通道对消信号产生器314，产生基带的接收通道对消信号；

校正系数提取/对消系数提取模块315，其作用有两个：(1)收发校正系数提取：用相参积累得到各个收发通道的响应，并据此计算出各个收发通道的校正系数；(2)接收对消系数提取：根据各个接收通道的延时响应和幅相响应，计算出接收通道的对消系数；

校正同步模块316，发出同步控制信号，用来控制整个校正系统的同步。

图3所示的框图包括N个接收通道和N个发射通道。

图3中接收校正和发射校正共用了一套耦合器307-1～307-N和一个功分/合路器309：当校正系统为时分双工时，收发频率相同，这固然不成问题；当校正系统为频分双工时，由于双工间隔的相对频宽一般都不大，而且采用了校正双工器，所以接收和发射也可以共用一套耦合器和一个功分/合路器。

图3中的功分/合路器309可以为“一体化式”或“可级联式”。

接收通道校正的过程是：接收通道测试信号产生器313在校正同步模块316的作用下发送数字的测试信号，在校正发射机312中做数字到模拟的变换(DAC)和频率变换、放大等一系列的处理后形成射频测试信号，该射频测试信号经校正双工器310、功分/合路器309和耦合器307-1～307-N注入到各个接收通道与各个接收通道的业务信号合并形成接收通道信号，在接收通道中做放大、频率变换和模拟到数字转换(ADC)等一系列处理后通过接收机输出各个接收通道的数字基带接收通道信号，该数字基带接收通道信号中混有由无线通信系统中各终端发送来的上行业务信号。假设功分器的N路输出信号是等幅、等相的，这样接收机304-1～304-N输出到校正系数/对消系数提取模块315中的数字基带测试信号中就包含了各接收通道的幅相误差信息，由校正系数/对消系数提取模块315提取出各个接收通道校正系数和对消系数，校正系数送到校正模块303去对下个接收校正周期中的各个接收通道信号进行实时校正，对消系数通过接收通道对消信号产生器314送到复数加法器302去对下个接收校正周期中的各个接收通道信号进行对消。当前接收校正周期的校正和对消使用的是上个接收校正周期中计算得到的校正系数和对消系数。经过校正和对消后的各个接收通道信号发送到基带处理模块301。

发射通道校正的过程是：发射通道上的基站下行业务信号，即各个发射通道的下行业务信号首先要经过校正模块303进行校正，当前发射校正周期总是使用上个发射校正周期中计算得到的校正系数。校正后再由发射机305-1～305-N中做数字到模拟的转换(DAC)和频率变换、放大等一系列的处理得到射频信号，该射频信号经过双工器306-1～306-N送到耦合器307-1～307-N，经过耦合器307-1～307-N后，大部分信号能量被送到天线，发射到无线空间，小部分信号能量被送到功分/合路器309，合路以后经校正双功器310送到校正接收机311，进行频率变换、模拟到数字转换(ADC)等处理，得到数字基带信号。数字基带信号送到校正系数/对消系数提取模块315，校正系数/对消系数提取模块315根据数字基带信号提取出各个发射通道的响应，再根据各个发射通道的响应计算出各个发射通道的校正系数，送到校正模块303中，对下个发射校正周期的各个发射通道所发射的下行业务信号进行校正。

图3所示的框图为本发明无线通信系统的智能天线基站中校正系统方案二的框图，是将校正模块设置在接收校正环路之外。图4所示为本发明无线通信系统的智能天线基站中校正系统方案二的框图，图4的框图是校正模块设置在接收校正环路之内，其模块构成与功能与图3所示相同。当进行发射校正时，与图3所述的过程相同；当进行接收校正时，校正系数/对消系数提取模块415提取的为校正后的接收通道信号，因此，在计算校正系数时，必须扣除各个接收通道的前一次校正系数对接收通道信号造成的影响。

如图5所示，图5为本发明的校正系数/对消系数提取模块的内部结构一的框图，其具体描述为：

N个接收通道校正参考信号产生模块501-1～501-N，其作用是产生接收通道相参积累所需的参考信号。其波形形式为接收通道测试信号产生器313输出的接收测试信号的共轭，参考信号头的时间位置由CPU或DSP模块506通过时序控制/参数寄存器模块503控制；

N个发射通道校正参考信号产生模块501-N+1～501-2N，其作用是产生发射通道参考信号。将无线通信系统中发送的信号当成测试信号，即从基带处理模块301来的无线通信系统原有信号通过发射通道校正参考信号产生模块502-1～502-N进行延时并取共轭，延时由CPU或DSP模块506通过时序控制/参数寄存器模块503控制，该参考信号可根据基带处理模块301输出的业务信号生成；

时序控制/参数寄存器模块503，CPU或DSP模块506通过对时序控制/参数寄存器模块503中的参数寄存器写入特定参数来对接收通道校正参考信号产生模块501-1～501-N、发射通道校正参考信号产生模块502-1～502-N的信号参数和累加模块505-1～505-2N的累加长度等进行控制，时序控制/参数寄存器模块503也可以自己产生控制时序；

504-1～504-N为复数乘法器，将N个接收通道校正参考信号产生模块501-1～501-N产生的参考信号和N个发射通道校正参考信号产生模块501-N+1～501-2N产生的发射通道参考信号进行复数相乘运算；

504-N+1～504-2N也是复数乘法器，将接收机304-1～304-N输出的接收通道信号和校正接收机311输出的数字基带信号进行复数相乘运算；

505-1～505-2N为累加器，对复数乘法器504-1～504-2N的输出进行累加；

CPU或DSP模块506，用于控制校正系数/对消系数提取模块的整个过程，并计算收发校正系数和接收对消系数的值，最后输出校正模块303所需的校正系数和接收通道对消信号产生器314所需的对消系数。

图5中的结构允许所有发射通道和接收通道并行完成相参积累。

如图6所示，图6为本发明的校正系数/对消系数提取模块的内部结构二的框图，即N个接收通道和N个发射通道共用N个复数乘法器604-1～604-N和N个累加器605-1～605-N，其中，在接收校正时，多路选择模块601使接收通道的信号并行进入；当发射校正时，多路选择模块601使发射通道的信号并行进入。

如图7所示，图7为本发明的校正系数/对消系数提取模块的内部结构三的框图，即N个接收通道和N个发射通道共用一个复数乘法器704和一个累加器705，其中，在接收校正时，多路选择模块601使接收通道的信号依次串行进入；当发射校正时，多路选择模块601使发射通道的信号依次串行进入。

图6和图7的N路数字基带测试信号或数字基带测试信号要经过多路选择模块601(701)选择后，分别进入复数乘法器604-1～604-N(704)中，该多路选择模块601(701)受到CPU或DSP模块606(706)控制，当输入N路数字基带测试信号或数字基带测试信号的样点率不同时，图6和图7中CPU或DSP模块606(706)的时钟要进行相应的调整。

当接收校正时，各通道校正参考信号产生模块产生的参考信号形式相同，只是延时不一样，用以和不同的接收通道延时相匹配；当发射校正时，为了区分各个发射通道的不同响应，注入到各个发射通道的校正信号形式不一样，所以通道校正参考信号产生模块产生的参考信号的形式不一样。但是，当如图7的N个发射通道相参积累为串行时，N个发射通道可以使用相同形式的测试信号。

如图8所示，图8为本发明接收通道对消信号产生器的内部结构框图，其具体描述为：

原始对消信号产生模块801，在校正同步模块316的控制下产生原始对消信号。这里“原始”的意思是没有经过延时和幅相调整。原始对消信号产生模块801输出的原始对消信号的形式和注入测试信号相同，只是极性相反(相位相差180度)。信号的启动时刻已经根据接收环路延时的先验知识进行了调整，使得在延时调整模块802中，只要进行不大的延时调整，就可以使对消信号和测试信号的延时一致。

要求送到302-1～302-N的对消信号的延时和幅度与通道中的测试信号的延时和幅度完全相同，而极性正好相反(即相位相差180度)，这样经过302-1～302-N相加后，才能达到对消的效果。

延时调整是由延时调整模块802模块完成的，幅相调整是由复数乘法器803模块完成的。

延时调整模块802，根据对消信号延时调整寄存器804中的调整量对对消信号进行延时调整，让对消信号模块输出的对消信号和接收通道中的测试信号在时间上对齐；

复数乘法器803，根据对消信号幅相调整寄存器805中的调整量对对消信号进行幅相调整，让对消信号模块输出的对消信号和接收通道中的测试信号在相位上对齐，经过时间和幅相调整后的对消信号发送到各个接收通道中；

对消信号延时调整寄存器804，对消信号校正系数寄存器805，校正系数/对消系数提取模块315中的CPU或DSP模块通过写入对消信号延时调整寄存器804和对消信号校正系数寄存器805的信息来对对消系数初始化和更新对消系数。如图9所示，图9为本发明的校正模块内部框图，其具体描述为：

复数乘法器902-1～902-N，接收通道信号和复数的接收校正系数相乘以后，完成对各个接收通道的幅相校正；

复数乘法器905-1～905-N，发射通道信号和复数的发射校正系数相乘以后，完成对各个发射通道的幅相校正；

发射通道延时校正系数寄存器903、发射通道幅相校正系数寄存器904，校正系数/对消系数提取模块315中的CPU或DSP模块506通过发射通道延时校正系数寄存器903、发射通道幅相校正系数寄存器904对发射校正系数初始化和更新发射校正系数；

接收通道幅相校正系数寄存器907和接收通道延时校正系数寄存器908，校正系数/对消系数提取模块315中的CPU或DSP模块506通过接收通道幅相校正系数寄存器907、接收通道延时校正系数寄存器908对接收校正系数初始化和更新接收校正系数；

延时校正901-1～901-N，基带处理模块301产生的各个发射通道的业务信号经延时校正901-1～901-N进行延时调整；

延时校正906-1～906-N，来自接收机304-1～304-N的各个接收通道的信号经延时校正906-1～906-N进行延时调整。

以图5中的接收通道为例说明相参积累的过程。相参积累的条件为：(1)接收通道校正参考信号的产生模块501-1～501-N输出信号的波形和接收通道测试信号产生器313输出信号的波形形成共轭关系；(2)参考信号和接收通道中的测试信号对齐。第(1)点是容易达到的。关键是第(2)点，这牵涉到比较复杂的过程，叙述如下。

CPU或DSP模块506通过时序控制/参数寄存器模块503调整接收通道校正参考信号产生模块501-1～501-N输出的参考信号头相对于接收通道测试信号产生器313测试信号头的延时，使来自接收机304-1～304-N的接收通道测试信号与接收通道校正参考信号产生模块501-1～501-N的接收校正参考信号在504-1～504-N做复数相乘时在时间上对齐。

对齐后通过复数乘法器504-1～504-N的复数相乘，再由累加模块505-1～505-N做累加，就实现了所谓的相参积累的功能。如果没有对齐，累加器输出的信号幅值就比较小，完全对齐时累加器输出信号幅值最大，即出现所谓相关峰。

为了使每次相参积累以后都出现相关峰，CPU或DSP模块506可以设计一套搜索过程和跟踪过程。搜索过程是指在不知道通道延时的情况下，由CPU或DSP模块506在一个很大的范围内逐步调整接收通道校正参考信号产生模块501-1～501-2N输出信号相对于接收通道测试信号产生器313输出测试信号的延时，保证在这些延时中的某个延时点上出现相关峰。基站开机上电后的初始化过程中应该包含一个搜索过程。跟踪过程是紧接着搜索过程之后的，是指CPU或DSP模块506将延时锁定在搜索过程中出现相关峰的延时点上，并在由于通道延时变化导致相关峰位置变化的时候，通过相应地改变时序控制/参数寄存器模块503中的延时设置，即改变参考信号的延时，让参考信号和通道信号保持对齐的关系，保证相参积累出现相关峰，即实现了所谓跟踪。如果具有足够的关于通道的延时的先验知识，也可以只使用搜索过程，每次都在一个小的固定的范围内搜索。“具有足够的关于通道的延时的先验知识”的意思是能够保证每次在这个小的固定范围内出现相关峰。

搜索过程和跟踪过程中CPU或DSP模块506延时调整的步长取决于输入到校正系数/对消系数提取模块315的接收机304-1～304-N的信号和接收通道测试信号产生器313输出信号的通过率，即所谓样点率(Sample rate)。在CDMA系统中，这个样点率是码片速率(Chip rate)的整数倍。CPU或DSP模块506延时调整的步长可以取为信号样点率的倒数，即一个样点(Sample)的时间宽度。

为了能够进行有效的跟踪，必须设计一个用于跟踪的延时窗口，这个窗口指的是相邻的几个延时点，单位为样点。因为必须根据在相邻的几个延时点上积累才能判断其中某个点是否为相关峰。相邻延时点(单位为样点)的个数即为跟踪窗口宽度。为了实现稳定的跟踪，跟踪窗口宽度不能少于3个样点。

相参积累的相关峰中包含了两种信息：相关峰本身的值和相关峰出现的时间位置。这个时间位置是以出现相关峰时接收通道校正参考信号产生模块501-1～501-N输出的参考信号相对于接收通道测试信号产生器313输出的测试信号的延时来衡量的。这两种信息也就是校正环路响应的全部信息。

由于根据通道响应提取校正系数前可能对相参积累的相关峰值进行某种形式的平滑处理，使得一次校正系数更新的周期，即一个校正周期内可能包含多次相参积累的过程。

最后说明相参积累的发起和结束过程。原则上，每一次相参积累可以由CPU或DSP模块506发起，也可以由时序控制/参数寄存器模块503发起。如果是由时序控制/参数寄存器模块503发起，往往是周期性同步进行的。如果是由CPU或DSP模块506发起，CPU或DSP模块506可以在认为合适的时候发起一次相参积累过程，所以相对于由时序控制/参数寄存器模块503发起的方式，由CPU或DSP模块506发起的方式具有随机性。每次相参积累过程结束以后，时序控制/参数寄存器模块503可以使用专门的中断请求信号线通知CPU或DSP模块506相参积累过程已完，可以来取走累加模块505-1～505-N中的相参积累的结果。当然也可以使用CPU或DSP模块506查询时序控制/参数寄存器模块503中的专用的寄存器的方式，来得知相参积累是否结束。

通道响应是通道传输函数的简称。一般地，通道响应是频率的函数，可以分解为每个频率点上的幅度函数和相位函数。理想情况下，假设：(1)在所关心的频带内幅度函数为常数；(2)相位函数为频率的线性函数，即带内群延时为常数。在这种理想情况下，通道特性只要用两个量来表示：一个复数表示的幅相响应，和一个实数表示的群延时。

本发明中的收发通道的校正方法正是基于上面的理想化假设的。

校正系统中的校正系数/对消系数提取模块通过对测试信号的相参积累提高测试信号的信噪比(SNR)，相参积累之后利用各个通道相参积累的结果提取出各个收发通道的校正系数。

根据图3和图4中校正系统的结构不同，有两种接收通道的校正系数生成方法，其不同在于：图3中的校正模块在接收校正环路之外，而图4中的校正模块在接收校正环路之内，所以图3进入校正系数/对消系数提取模块315的测试信号是没有经过了校正模块303的，而图4中进入校正系数/对消系数提取模块415的测试信号是经过了校正模块403的。没有经过校正模块的相参积累结果及其延时直接就是通道幅相响应和通道延时响应。而经过了校正模块的相参积累结果及其延时必须扣除延时校正系数和幅相校正系数，才能得出真正的通道幅相响应和通道延时响应。

接收通道使用注入式测试信号的波形可以有多种，常用的波形为点频测试信号和伪随机噪声(PN)测试信号，如果是点频测试信号，可以是单频点，也可以是多频点，信号参数主要是频点的数字频率；如果是PN测试信号，可以使用GOLD码和OVSF码的复合系列，其信号参数包括GOLD码的初相和掩码、OVSF的码号等。两点注意：(1)点频信号的产生和处理比PN信号简单，但不适合用来测量通道的延时。PN信号的产生和处理比点频信号复杂，但是可以同时测量幅相响应和延时；(2)接收校正的测试信号是用功分器后注入到各个接收通道的，所以各个接收通道中的注入的测试信号总是同时存在的，并具有相同的形式。

CPU或DSP模块对N个接收通道的接收校正系数更新一次，接收校正系数变更标号(Calibration Calibration Coefficients Updating Index，缩写为R-CCUI)就增加1。在两次接收校正系数更新之间，R-CCUI为常数，称为一个接收校正周期。更确切地，被称为第R-CCUI接收校正周期。如果R-CCUI＝n，也叫R-CCUI＝n的接收校正周期。

CPU或DSP模块对N个发射通道的发射校正系数更新一次，发射校正系数变更标号(Transmitter Calibration Coefficients Updating Index，缩写为T-CCUI)就增加1。在两次发射校正系数更新之间，T-CCUI为常数，称为一个发射校正周期。更确切地，被称为第T-CCUI发射校正周期。如果T-CCUI＝n，也叫T-CCUI＝n的发射校正周期。

接收校正和发射校正可以是独立进行的，所以R-CCUI和T-CCUI也可以是不相同的。图3的接收通道校正系数算法：

进入校正系数/对消系数提取模块315的接收通道测试信号没有被校正过，所以计算R-CCUI为n+1的接收校正周期的校正系数时，不需要先扣除R-CCUI为n的接收校正周期的校正系数造成的影响。

假设R-CCUI为n的接收校正周期中相参积累出现相关峰时校正系数/对消系数提取模块214中接收参考信号相对于213输出的接收通道测试信号的延时为τ_{r_i}(n)，单位为样点。R-CCUI为n的接收校正周期中的相参积累相关峰为R_{r_i}(n)。利用校正系数/对消系数提取模块315中的CPU或DSP模块506，计算R-CCUI为n+1的接收校正周期的延时校正系数T_{r_i}(n+1)和幅相校正系数C_{r_i}(n+1)的算法如下。

    τ_{actual_r_i}(n)＝τ_{r_i}(n)，                            (1)

    h_{r_i}(n)＝R_{r_i}(n)，                                   (2)

    τ_{r_max}(n)＝Max{τ_{actual_r_i}(n)，i＝1～N}，             (3)

    T_{r_i}(n+1)＝τ_{r_max}(n)-τ_{actual_r_i}(n)，                (4)

    C_{r_i}(n+1)＝h_{r_ref}(n)/h_{r_i}(n)，                       (5)

公式(5)中的h_{r_ref}(n)为从h_{r_1}(n)～h_{r_N}(n)中取的某一个。以第i路为参考支路意味着校正以后第i路的通道响应不变，而其它路校正后的通道响应都向第i路看齐。

如果以幅度最大的那一路为参考支路，即

    h_{r_ref}(n)＝h_{r_j}(n)，|h_{r_j}(n)|≥|h_{r_i}(n)|，i≠j，       (6)

可以使由于校正模块中的相乘运算的截尾误差导致的信号动态的损失降低到最小。这样除了参考支路的校正系数等于1外，其余支路的校正系数的模值都大于或等于1。设计者根据实际需要，也可以考虑其他的h_{r_ref}(n)取法。

由于校正系统中使用了校正发射机和校正接收机，所以要对三个地方的误差进行补偿，即(1)功分/合路器309的误差，(2)耦合器307-1～307-N的误差，(3)信号耦合点到天线部分的误差，以使测得的各个收发环路响应之间的差异反映各个收发通道响应的差异。

对于一般的校正系统，延时误差是不用补偿的，而幅相误差是需要补偿的。但是有些形式的校正系统，如将功分/合路器、耦合器和天线阵列集成在一起的结构，通过精确的设计，其幅相误差如果可以控制在允许的范围之内，也就不一定要进行补偿。

如果要进行补偿，这些部分的误差，可以使用射频网络分析仪进行离线测试，补偿到测得的是校正环路响应中，就得到真正的通道响应。“离线测试”的意思是对部件单独进行测试，即当所测部分不构成工作中的系统的一部分。

如果要进行通道响应的补偿，可以在公式(1)和公式(2)中进行，也可以在公式(4)、公式(5)式中进行；在公式(1)、公式(2)之后，开始公式(3)之前，可能会将τ_{actual_r_i}(n)和h_{r_i}(n)进行某种形式的平滑处理。例如：α滤波。

图4的接收通道校正系数计算：

进入校正系数/对消系数提取模块315的接收通道测试信号已经被校正，所以计算R-CCUI为n+1的接收校正周期的校正系数时必须先扣除R-CCUI为n的接收校正周期的校正系数造成的影响。

假设R-CCUI为n的接收校正周期中相参积累出现相关峰时214中接收参考信号相对于213输出的测试信号的延时为τ_{r_i}(n)，单位为样点，R-CCUI为n的接收校正周期中的相参积累相关峰为R_{r_i}(n)，R-CCUI为n的接收校正周期中使用的延时校正系数为T_{r_i}(n)，相应幅相校正系数为C_{r_i}(n)。利用校正系数/对消系数提取模块315中的CPU或DSP模块506，计算R-CCUI为n+1的接收校正周期的延时校正系数T_{r_i}(n+1)和幅相校正系数C_{r_i}(n+1)的算法如下：

    τ_{actual_r_i}(n)＝τ_{r_i}(n)-T_{r_i}(n)，                    (7)

    h_{r_i}(n)＝R_{r_i}(n)/C_{r_i}(n)，                         (8)

    τ_{r_max}(n)＝Max{τ_{actual_r_i}(n)，i＝1～N}，            (9)

    T_{r_i}(n+1)＝τ_{r_max}(n)-τ_{actual_r_i}(n)，               (10)

    C_{r_i}(n+1)＝h_{r_ref}(n)/h_{r_i}(n)，                      (11)

由于公式(7)、公式(8)中用到了T_{r_i}(n)和C_{r_i}(n)，所以在校正系统复位时要对其进行初始化。注意C_{r_i}(n)初始化值的幅度不能太小，尤其不能为0。正确的方法如：将T_{r_i}(n)(i＝1～N)初始化为0，将C_{r_i}(n)(i＝1～N)初始化为1。公式(11)中的h_{r_ref}(n)为从h_{r_1}(n)～h_{r_N}(n)中取的某一个。取法和公式(5)中的h_{r_ref}(n)相同(见公式(5)后关于h_{r_ref}(n)取法的说明)。如果要进行通道响应的补偿，可以在公式(7)和公式(8)中进行，也可以在公式(10)、公式(11)中进行；在公式(7)、公式(8)之后，开始公式(9)之前，可能会将τ_{actual_r_i}(n)和h_{r_i}(n)进行某种形式的平滑处理。例如：α滤波。

该接收校正系数的具体算法为：设R-CCUI为n的接收校正周期中相参积累出现相关峰时314中接收参考信号相对于313输出的接收测试信号的延时为τ_{r_i}(n)，R-CCUI为n的接收校正周期中相参积累相关峰为R_{r_i}(n)，R-CCUI为n的接收校正周期中使用的延时校正系数为T_{r_i}(n)，幅相校正系数为C_{r_i}(n)；

将τ_{r_i}(n)减去T_{r_i}(n)得到τ_{actual_r_i}(n)，取τ_{actual_r_i}(n)中的最大值作为τ_{r_max}(n)，R-CCUI为n+1的接收校正周期的延时校正系数T_{r_i}(n+1)为τ_{r_max}(n)减去τ_{actual_r_i}(n)的值；

将R_{r_i}(n)除以C_{r_i}(n)得到h_{r_i}(n)，取h_{r_i}(n)(i＝1～N)中的某个值为h_{r_ref}(n)，R-CCUI为n+1的接收校正周期的幅相校正系数C_{r_i}(n+1)为h_{r_ref}(n)除以h_{r_i}(n)得到的值。

下面说明接收环路中计算接收对消系数的方法。

由于对消系数和校正系数的得出都利用了相同的接收通道的相参积累的结果，校正接收通道对消系数的更新和校正系数的更新是同步的。所以接收对消期和接收校正期是相同的，可以都用R-CCUI来表示。

由于接收对消是在接收校正之后进行的，用于R-CCUI为n+1的接收校正周期的对消系数必须适应于R-CCUI为n+1校正期中被校正后的通道信号的情况。在对于R-CCUI为n+1的的接收校正周期，各个接收通道之间的延时误差和幅相误差已经被T_{r_i}(n+1)和C_{r_i}(n+1)校正过了。假设R-CCUI为n+1的接收校正周期的接收通道的响应和R-CCUI为n的接收校正周期的接收通道的响应完全一样，这样误差就全部被校正。被校正之后各个接收通道的测试信号的延时都是τ_{r_max}(n)，幅相响应都是h_{r_ref}(n)。所以对于R-CCUI为n+1的接收校正周期，N个接收通道只要计算一个延时调整系数T_cancel(n+1)，和一个幅相调整系数C_cancel(n+1)，计算如下：

T_cancel(n+1)＝τ_{r_max}(n)，                             (12)

C_canel(n+1)＝h_{r_ref}(n)，                               (13)

公式(12)中的τ_{r_max}(n)和公式(13)中的h_{r_ref}(n)必须和接收通道校正中使用的一样，可能已经经过某种形式的平滑处理。

本发明的发射通道校正提供了两种使用无线通信自身信号的校正方法，从而完全消除了注入信号对用户信号的干扰。

第一种方法，将无线通信系统的下行公共信道信号当做测试信号，该测试信号应该具有以下特征(1)实现全小区发射；(2)最好是时间上周期性不连续的；(3)最好对信号相位没有严格要求。第(2)点不是必须的，但是满足第(2)点会改善无线通信系统的性能，如果满足第(3)点，就表示该下行公共信道上信号相位的变化不会影响到无线终端的接收性能。

该方法适合使用图7的结构(最节省)，不适合使用图5或图6所示的校正系数/对消提取模块的结构。当然由于图5或图6的结构也支持串行相参积累，使用图5或图6的结构也是可行的，但是不是最节省的。第一种方法发射通道校正系数的具体算法为：

假设T-CCUI为n的发射校正周期中相参积累出现相关峰时315中发射参考信号相对于301输出的作为发射测试信号的下行信号的延时为τ_{t_i}(n)，单位为样点，T-CCUI为n的发射校正周期中相参积累相关峰为R_{t_i}(n)，T-CCUI为n的发射校正周期中所使用的延时校正系数T_{t_i}(n)，幅相校正系数C_{t_i}(n)；校正系数/对消系数提取模块315中CPU或DSP模块506计算T-CCUI为n+1的延时校正系数T_{t_i}(n+1)和幅相校正系数C_{t_i}(n+1)的算法如下：

    τ_{actual_t_i}(n)＝τ_{t_i}(n)-T_{t_i}(n)，                       (14)

    h_{t_i}(n)＝R_{t_i}(n)/C_{t_i}(n)，                              (15)

    τ_{t_max}(n)＝Max{τ_{actual_t_i}(n)，i＝1～N}，                 (16)

    T_{t_i}(n+1)＝τ_{t_max}(n)-τ_{actual_t_i}(n)，                    (17)

    C_{t_i}(n+1)＝h_{t_ref}(n)/h_{t_i}(n)，                           (18)

将τ_{r_i}(n)减去T_{t_i}(n)得到τ_{actual_t_i}(n)，取τ_{actual_t_i}(n)中的最大值作为τ_{t_max}(n)，T-CCUI为n+1的发射校正周期的延时校正系数为τ_{t_max}(n)减去τ_{actual_t_i}(n)的值；将R_{t_i}(n)除以C_{t_i}(n)得到h_{t_i}(n)，取h_{t_i}(n)中的某个值为h_{t_ref}(n)，T-CCUI为n+1的发射校正周期的幅相校正系数为h_{r_ref}(n)除以h_{r_i}(n)得到的值。其中h_{t_ref}(n)的取法和公式(5)中h_{r_ref}(n)的取法相同(见公式(5)后关于h_{r_ref}(n)取法的说明)。

由于公式(14)、公式(15)中用到了T_{t_i}(n)和C_{t_i}(n)，所以在系统复位时要对其进行初始化。注意C_{t_i}(n)初始化值的幅度不能太小，尤其不能为0。正确的方法如：将T_{t_i}(n)(i＝1～N)初始化为0，将C_{t_i}(n)(i＝1～N)初始化为1。在公式(14)、(15)之后，开始公式(16)之前，可能会将τ_{actual_t_i}(n)和h_{t_i}(n)进行某种形式的平滑处理。例如：α滤波。

第二种方法，将无线通信系统的下行多波束发射信号作为发射通道的测试信号，该多波束发射信号可以为非全小区的下行公共信道信号，也可以是多个用户的波束信号，但是该多波束发射信号的波束数必须大于天线数，并且波束数越多，无线通信系统的性能就越好。

该方法只能使用图7所示的校正系数/对消提取模块的结构，其发射通道校正系数的具体算法为：

设H(n)＝[h_{t_1}(n)，h_{t_2}(n)，...，h_{t_N}(n)]^T，上标T表示转置，为N个发射通道的响应向量。n是相参积累的次数标号。由于校正模块总是在校正环路之内，校正系数提取模块得到的是经过了校正的发射通道响应。假设经过校正的发射通道响应为R(n)，

R(n)＝[R_{t_1}(n)，R_{t_2}(n)，...，R_{t_N}(n)]^T                             (19)

＝[C_{t_1}(n)h_{t_1}(n)，C_{t_2}(n)h_{t_2}(n)，...，C_{t_N}(n)h_{t_N}(n)]^T’

s₁(t，n)，s₂(t，n)，...，s_M(t，n)是M个窄波束发射的扩频信号，其扩频码相互正交，

    W(n)＝[W₁ ^T(n)，W₂ ^T(n)，...，W_M ^T(n)]^T，                          (20)

是由它们的加权向量排成的矩阵。其中

    W_k(n)＝[w₁(n)，w₂(n)，...，w_N(n)]，                             (21)

则经过合路器309、双工器310和校正接收机311输出的信号为

$v(t,n)=\underset{k=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{W}_k\left(n\right)R\left(n\right)S_k(t,n),----\left(22\right)$

由于各扩频信号的扩频码是正交的，对接收信号分别以s^* _k(t，n)，k＝1～M为参考信号进行相参积累(上标^*表示共轭)，可以得到向量V(n)＝[v₁(n)，v₂(n)，...，v_M(n)]^T。其中v_k(n)为对第k个扩频信号进行相参积累的结果：

$v_k\left(n\right)=\∫v(t,n)s_k^{*}(t,n)\mathrm{dt}=W_k\left(n\right)R\left(n\right),k=1~M,----\left(23\right)$

假设各个通道的延时是相同的，当然M个v_k(n)出现相关峰的位置也相同。就是说公式(23)中的M个v_k(n)中的每一个都是N个通道的相关峰的累加，就可以用下式得到R(n)的值：

R(n)＝W⁺(n)V(n)，                                    (24)

其中“+”表示矩阵的广义逆(generalized inverse)。M≥N是保证W是列满秩的必要条件，但不是充分条件。另外，在选择校正信号时需计算信号加权之间的相关系数，选择加权系数相关性小的发射信号做为校正源可以提高R(n)的估计精度。波束数越多，所能提供的这种可能性就越多，性能就可能越好。

由于假设各个发射通道之间没有延时误差，当然就不需要进行延时校正。如果电路中设计了延时校正部分，可以将延时校正系数T_{t_i}(n+1)全部置为0。

    h_{t_i}(n)＝R_{t_i}(n)/C_{t_i}(n)，                             (25)

    C_{t_i}(n+1)＝h_{t_ref}(n)/h_{t_i}(n)，                         (26)

公式(26)中的h_{t_ref}(n)为从h_{t_1}(n)～h_{t_N}(n)中取的某一个。h_{t_ref}(n)的取法和公式(5)中h_{r_ref}(n)的取法相同(见公式(5)后关于h_{r_ref}(n)取法的说明)。

该算法的具体描述为：发射通道的响应向量H为：H(n)＝[h_{t_1}(n)，h_{t_2}(n)，...，h_{t_N}(n)]^T。幅相校正向量C为：C(n)＝[C_{t_1}(n)，C_{t_2}(n)，...，C_{t_N}(n)]^T。由于进行相干累加的测试信号经过了校正模块，所以经过校正后的N个发射通道测试信号的响应向量R为：R(n)＝[R_{t_1}(n)，R_{t_2}(n)，...，R_{t_N}(n)]^T＝[C_{t_1}(n)h_{t_1}(n)，C_{t_2}(n)h_{t_2}(n)，...，C_{t_N}(n)h_{t_N}(n)]^T。s₁(t，n)，s₂(t，n)，...，s_M(t，n)是M个窄波束发射的扩频信号，其扩频码相互正交，W_k(n)＝[w₁(n)，w₂(n)，...，w_N(n)]是对s_k(t，n)(k＝1～M)的加权，矩阵W为：W(n)＝[W₁ ^T(n)，W₂ ^T(n)，...，W_M ^T(n)]^T。对各个通道接收信号分别以s^* _k(t，n)，k＝1～M为参考信号进行相参积累，可以得到向量V(n)＝[v₁(n)，v₂(n)，...，v_M(n)]^T。由于理论上向量V等于矩阵W与向量R的乘积，所以R等于矩阵W的广义逆矩阵乘以V得到的值。用这种方法求出R之后，将R中的各个分量R_{t_i}(n)除以C_{t_i}(n)就得到h_{t_i}(n)，取h_{t_i}(n)中的某个值为h_{t_ref}(n)，T-CCUI为n+1的发射校正周期的幅相校正系数C_{t_i}(n+1)为h_{t_ref}(n)除以h_{t_i}(n)得到的值。其中h_{t_ref}(n)的取法和公式(5)中h_{r_ref}(n)的取法相同(见公式(5)后关于h_{r_ref}(n)取法的说明)。

由于这种方法是假设没有延时通道之间没有延时误差的，可以设置T-CCUI为n+1的发射校正周期的延时校正系数T_{t_i}(n+1)为0。

在这种校正方法中，如果波束权值是不断更新的，则每次相参积累的周期必须和波束权值更新的周期相一致。如果波束权值是固定的，即选择了波束权值固定的波束，则相参积累的时间长度就不受此限制。由于公式(25)中用到了C_{t_i}(n)，所以在系统复位时要对其进行初始化。注意C_{t_i}(n)初始化值的幅度不能太小，尤其不能为0。正确的方法如：将C_{t_i}(n)(i＝1～N)初始化为1。如果要进行通道响应的补偿，可以在公式(25)或公式(26)中进行。另外，在公式(25)之后，公式(26)之前，可能会将h_{t_i}(n)进行某种形式的平滑处理。例如：α滤波。在波束切换频率比较大，波束权值驻留时间短，一次积累长度不够的情况下，必须使用某种形式的平滑处理进一步进行积累。

出于增加无线通信系统的稳定性考虑，该校正系统可以用注入式的发射校正方法作为辅助方法，即在基站上电初始化和用户数比较少时使用注入式的发射校正方法，而在用户数比较多的情况使用发射校正方法1或发射校正方法2。

如果要在发射校正方法2的基础上增加注入式发射校正的辅助功能，硬件上必须增加的条件为：(1)参考信号部分：要让发射参考信号部分兼容注入式发射校正功能；(2)测试信号部分：要在下行基带信号进入发射机之前，增加发射测试信号的注入部分。

从图9中看到，发射通道和接收通道的校正过程是相同的。下面以接收通道为例，用数学式子对其功能进行说明。假设各个接收通道的延时校正系数为T_i(单位为样点)，幅相校正系数为C_i，接收校正部分的输入信号为x_i(n)(时间单位为样点)，接收校正部分的输出信号为y_i(n)(时间单位为样点)，则

    y_i(n)＝C_i*x_i(n-T_i)，                               (25)

这里n是以样点为单位的时间参数，一个接收或发射校正期内一般包含许多个样点。

下面说明接收对消信号的产生和对消过程。假设R-CCUI＝n的延时调整系数为T_cancel，幅相调整系数为C_cancel，其计算方法见(12)、(13)式。假设原始对消信号模块的输出信号为s_{cancel_0}(n)，对消信号产生器的输出信号为s_{cancel_1}(n)。这里T_cancel和C_cancel没有带时间参数n，是为了避免和s_{cancel_0}(n)和s_{cancel_1}(n)中的时间参数n相混淆。T_cancel(n)和C_cancel(n)中的n表示对消周期，即校正周期，而s_{cancel_0}(n)和s_{cancel_1}(n)中的n是以样点为单位的时间参数。对消信号产生过程可表示为

s_{cancel_1}(n)＝-C_cancel*s_{cancel_0}(n-T_cancel)，               (26)

然后与通道中的测试信号进行对消的过程就是简单地将s_{cancel_1}(n)和校正模块输出的接收通道信号相加。

本发明提供的装置及方法，在上行校正处理过程中，即由用户到基站的校正处理过程中，对接收通道的测试信号进行了对消处理，将测试信号对业务信号的影响降低到最低，从而提高了上行物理链路的性能；在下行校正处理过程中，即由基站到用户的校正处理过程中，没有使用注入式的测试信号，而是使用下行业务作为测试信号，完全消除了注入式的测试信号对业务信号的影响，从而提高了下行物理链路的性能，取得了很好的效果。

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所做的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (16)

1、一种无线通信系统收发通道的校正装置，该装置包括校正模块、耦合器、功分/合路器、校正接收机、校正发射机、校正同步模块和接收通道测试信号发生器，其特征在于，该装置还包括接收通道对消信号产生器，复数加法器，校正系数/对消系数提取模块，其中，

接收通道对消信号产生器，用于接收校正系数/对消系数提取模块发送的N路接收通道对消系数，在校正同步模块产生的同步控制信号控制下根据N路接收通道对消系数产生N路对消信号对应发送给N个复数加法器；

N个复数加法器，在接收从校正模块发送来的N路校正后的接收通道信号的同时，注入N路接收通道对消信号，发送对消后的N路校正后的接收通道信号给基带处理模块；

校正系数/对消系数提取模块，用于接收校正接收机发送来的N路发射通道信号或接收N路接收通道信号，根据N路发射通道信号产生N路发射校正系数或根据N路接收通道信号产生N路接收通道对消系数和N路接收校正系数，将接收通道对消系数发送给接收通道对消信号产生器，将N路发射校正系数和N路接收校正系数发送给校正模块。

2、如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述的校正系数/对消系数提取模块接收N路接收通道信号为接收校正模块发送来的N路校正后的接收通道信号或接收接收机发送来的N路校正前的接收通道信号。

3、如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述的接收通道对消信号产生器包括：原始信号对消模块、延时调整模块、复数乘法器、对消信号幅相调整寄存器和对消信号延时调整寄存器，其中，

对消信号幅相调整寄存器，接收N路接收通道对消系数，输出幅相调整量；

对消信号延时调整寄存器，接收N路接收通道对消系数，输出延时调整量；

原始信号对消模块，在校正同步模块的控制下产生N路原始对消信号，发送给延时调整模块；

延时调整模块，接收N路原始对消信号，在延时调整量的控制下发送N路延时调整好的对消信号给复数乘法器；

复数乘法器，接收N路延时调整好的对消信号，与幅相调整量进行乘法操作，发送幅相和延时都调整好的N路对消信号至N路接收通道。

4、如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述的校正系数/对消系数提取模块包括：时序控制/参数寄存器、2N路通道校正参考信号产生模块、2N路复数乘法器、2N路累加模块和CPU或DSP模块，其中，

时序控制/参数寄存器，根据CPU或DSP模块所写的参数和校正同步模块的同步控制信号发出时序控制信号和累加长度控制信号；

2N路通道校正参考信号产生模块，在时序控制信号的控制下产生2N路校正参考信号；

2N路复数乘法器，接收N路接收通道信号和N路发射通道信号，分别与2N路校正参考信号进行相乘，将2N路相乘的结果对应发送到2N路累加模块；

2N路累加模块，将2N路相乘的结果在累加长度控制信号的控制下分别进行累加后发送到CPU或DSP模块；

CPU或DSP模块，给时序控制/参数寄存器写入参数和根据接收2N路累加结果，输出N路接收校正系数、N路接收通道对消系数和输出N路发射校正系数。

5、如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述的校正系数/对消系数提取模块包括：时序控制/参数寄存器、N路通道校正参考信号产生模块、N路复数乘法器、N路累加模块、CPU或DSP模块和多路选择模块，其中，

时序控制/参数寄存器，根据CPU或DSP模块所写的参数和校正同步模块的同步控制信号发出时序控制信号和累加长度控制信号；

N路通道校正参考信号产生模块，在时序控制信号的控制下产生N路校正参考信号；

多路选择模块，并行接收N路接收通道信号和N路发射通道信号，在CPU或DSP模块控制下输出N路接收通道信号或N路发射通道信号；

N路复数乘法器，串行接收N路接收通道信号和N路发射通道信号，分别与N路校正参考信号进行相乘，将N路相乘的结果发送到N路累加模块；

N路累加模块，将N路相乘的结果在累加长度控制信号的控制下分别进行累加后发送到CPU或DSP模块；

CPU或DSP模块，输出N路发射校正系数给时序控制/参数寄存器写入参数和根据接收N路累加结果，串行输出N路接收校正系数、N路接收通道对消系数和输出N路发射校正系数。

6、如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述的校正系数/对消系数提取模块包括：时序控制/参数寄存器、一通道校正参考信号产生模块、一复数乘法器、一累加模块、CPU或DSP模块和多路选择模块，其中，

时序控制/参数寄存器，根据CPU或DSP模块所写的参数和校正同步模块的同步控制信号发出时序控制信号和累加长度控制信号；

一通道校正参考信号产生模块，在时序控制信号的控制下产生校正参考信号；

多路选择模块，并行接收N路接收通道信号和N路发射通道信号，在CPU或DSP模块控制下串行输出N路串行的接收通道信号或发射通道信号；

一复数乘法器，接收N路串行的接收通道信号和N路串行的发射通道信号，分别与校正参考信号进行相乘，将相乘的结果发送到一累加模块；

一累加模块，接收相乘的结果，将相乘的结果在累加长度控制信号的控制下进行累加后发送到CPU或DSP模块；

CPU或DSP模块，给时序控制/参数寄存器写入参数和根据接收累加结果，输出N路接收校正系数、N路接收通道对消系数和输出N路发射校正系数。

7、如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述的校正模块还包括：N路接收通道延时校正模块、N路发射通道延时校正模块、N个接收通道复数乘法器、N个发射通道复数乘法器、发射通道延时校正系数寄存器、发射通道幅相校正寄存器、接收通道幅相校正系数寄存器和接收通道延时校正系数寄存器，其中：

发射通道延时校正系数寄存器，用于接收N路发射校正系数，发送N路发射通道延时校正系数给N路发射通道延时校正模块；

发射通道幅相校正系数寄存器，用于接收N路发射校正系数，发送N路发射通道幅相校正系数给N路发射通道复数乘法器；

N路发射通道延时校正模块，用于接收N路发射通道信号，根据N路发射通道延时校正系数进行校正并且发送N路延时校正好的发射通道信号给N路复数乘法器；

N路发射通道复数乘法器，用于接收N路延时校正好的发射通道信号，根据N路发射通道幅相校正系数进行校正并且发送N路幅相和延时都校正好的发射通道信号；

接收通道延时校正系数寄存器，用于接收N路接收校正系数，发送N路接收通道延时校正系数给N路接收通道延时校正模块；

接收通道幅相校正系数寄存器，用于接收N路接收校正系数，发送N路接收通道幅相校正系数给N路接收通道复数乘法器；

N路接收通道延时校正模块，用于接收N路接收通道信号，根据N路接收通道延时校正系数进行校正并且发送N路延时校正好的接收通道信号给N路复数乘法器；

N路接收通道复数乘法器，用于接收N路延时校正好的接收通道信号，根据N路接收通道幅相校正系数进行校正并且发送N路幅相和延时都校正好的接收通道信号。

8、一种利用权利要求1的装置无线通信系统收发通道的校正方法，其特征在于，该方法包括：

将测试信号注入到接收通道中与接收通道的业务信号合并为接收通道信号，得到接收通道的响应，根据对该接收通道的响应进行相参积累，输出接收校正系数和接收通道的对消系数，用接收校正系数对接收通道的信号进行校正，用接收通道的对消系数对接收通道的信号进行对消，去除接收通道信号中的测试信号；

用无线通信系统中基站所发射的下行信号作为发射通道的测试信号，得到发射通道的响应，根据对该发射通道的响应进行相参积累，输出发射校正系数，用发射校正系数对发射通道的信号进行校正。

9、如权利要求8所述的方法，其特征在于，所述的接收校正系数包括接收延时校正系数和接收幅相校正系数；所述的接收通道对消系数包括接收通道对消延时调整系数和接收通道对消幅相调整系数。

10、如权利要求8所述的方法，其特征在于，所述的输出接收校正系数，用接收校正系数对接收通道的信号进行校正进一步包括：

根据接收延时校正系数对接收通道信号进行延时校正后，再乘以发射幅相校正系数得到校正后的接收通道信号。

11、如权利要求8所述的方法，其特征在于，所述的去除接收通道信号中的测试信号进一步包括：

A1、校正系数/对消系数提取模块给接收通道对消信号产生器模块配置对消延时调整系数和对消幅相调整系数；

A2、在接收通道对消信号产生器模块中，根据该对消延时调整系数对原始对消信号进行延时后，再乘以负的该对消幅相调整系数得到调整后的接收通道对消信号；

A3、由N路复数加法器将接收通道信号和接收通道对消信号相加，得到对消后的接收通道信号。

12、如权利要求8所述的方法，其特征在于，所述的发射校正系数为发射延时校正系数和发射幅相校正系数。

13、如权利要求8所述的方法，其特征在于，所述的输出发射校正系数，用发射校正系数对发射通道的信号进行校正进一步包括：

根据发射延时校正系数对发射通道信号进行延时校正后，再乘以发射幅相校正系数得到校正后的发射通道信号。

14、如权利要求8所述的方法，其特征在于，所述的输出发射校正系数进一步包括：

B11、将无线通信系统中基站进行全小区发射的下行公共信道信号作为发射通道的测试信号；

B12、设发射校正系数变更标号(T-CCUI)为n的发射校正周期中出现相关峰时发射参考信号相对于基带处理模块输出的作为发射测试信号的下行信号的延时为τ_{t_i}(n)，T-CCUI为n的发射校正周期里得到的相关峰为R_{t_i}(n)，完成T-CCUI为n的发射校正周期的相参积累中使用的延时校正系数为T_{t_i}(n)，幅相校正系数为C_{t_i}(n)；

B13、将τ_{t_i}(n)减去T_{t_i}(n)得到τ_{actual_t_i}(n)，取τ_{actual_t_i}(n)中的最大值作为τ_{t_max}(n)，T-CCUI为n+1的发射校正周期的延时校正系数T_{t_i}(n+1)为τ_{t_max}(n)减去τ_{actual_t_i}(n)的值；

B14、将R_{t_i}(n)除以C_{t_i}(n)得到h_{t_i}(n)，取h_{t_i}(n)，i＝1～N中的某个值为h_{t_ref}(n)，T-CCUI为n+1的发射校正周期的幅相校正系数C_{t_i}(n+1)为h_{t_ref}(n)除以h_{t_i}(n)得到的值。

15、如权利要求8所述的方法，其特征在于，所述的输出发射校正系数进一步包括：

B21、将无线通信系统中基站进行全小区发射的下行多波束发射信号作为发射通道的测试信号；

B22、发射通道的响应向量H为：H(n)＝[h_{t_1}(n)，h_{t_2}(n)，...，h_{t_N}(n)]^T，幅相校正向量C为：C(n)＝[C_{t_1}(n)，C_{t_2}(n)，...，C_{t_N}(n)]^T，经过校正后的N个发射通道测试信号的响应向量R为：R(n)＝[R_{t_1}(n)，R_{t_2}(n)，...，R_{t_N}(n)]^T＝[C_{t_1}(n)h_{t_1}(n)，C_{t_2}(n)h_{t_2}(n)，...，C_{t_N}(n)h_{t_N}(n)]^T，s₁(t，n)，s₂(t，n)，...，s_M(t，n)是M个窄波束发射的扩频信号，其扩频码相互正交，W_k(n)＝[w₁(n)，w₂(n)，...，w_N(n)]是对s_k(t，n)(k＝1～M)的加权，矩阵W为：W(n)＝[W₁ ^T(n)，W₂ ^T(n)，...，W_M ^T(n)]^T；对各个通道接收信号分别以s^*k(t，n)，k＝1～M为参考信号进行相参积累，可以得到向量V(n)＝[v₁(n)，v₂(n)，...，v_M(n)]^T；

B23、R等于矩阵W的广义逆矩阵乘以V得到的值，将R中的各个分量R_{t_i}(n)除以C_{t_i}(n)就得到h_{t_i}(n)，取h_{t_i}(n)中的某个值为h_{t_ref}(n)，T-CCUI为n+1的发射校正周期的幅相校正系数C_{t_i}(n+1)为h_{t_ref}(n)除以h_{t_i}(n)得到的值；

B24、设T-CCUI为n+1的发射校正周期的延时校正系数T_{t_i}(n+1)为0。

16、如权利要求15所述的方法，其特征在于，步骤B21所述的下行多波束发射信号为非全小区发送的下行公共信号，或者为无线通信系统中多个用户的波束发射信号。

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