CN1538624A - 具有高对称性和线性度的下变频器 - Google Patents

Abstract

本发明属于接收机射频前端技术领域，涉及具有高对称性和线性度的下变频器。它由单端输入级、差分输出级及连接在其中的混频单元组成的双平衡下变频器结构；所说的差分输出级采用普通的开漏极输出结构，所说的单端输入级采用在片偏置的甲乙类单端输入结构，本发明通过引入在片偏置环路，极大地改善了该混频器的对称性和线性度。同时在片实现了输入阻抗匹配，并采用了开漏极输出。且在低电源电压和低电流消耗的条件下，达到了高转换增益、高线性度和低噪声系数等设计目标。

Description

具有高对称性和线性度的下变频器

技术领域  本发明属于接收机射频前端技术领域，特别涉及下变频器结构设计。

背景技术  下变频器是接收机射频前端的最后一级，它对接收机射频前端的线性度影响最大。所以，它必须具有较高的线性度。还要求它具有50欧姆的输入阻抗和比较小的噪声系数。由于单片实现的低噪声放大器大多为单端输出，下变频器也应该采用单端输入结构。

目前已有的下变频器基本上分为由单端输入级、差分输出级及连接在其中的混频单元组成的单平衡下变频器结构，或者由差分输入级、差分输出级及连接在其中的混频单元组成的双平衡下变频器结构。它们的输入匹配基本上都引入额外的元件，这样增加了成本。由于双平衡混频器的性能比单平衡混频器性能好，为了提高接收机系统性能，在该系统中，希望使用双平衡下变频器，但由于它的输入是差分的，这样在前级的低噪声放大器是单端输出时，就必须引入一个单端到差分的变换电路，将会增加系统成本和功耗。同时，现有的下变频器的线性度较差，输入匹配也都采用外部分立元件来完成。

发明内容  本发明为克服已有技术的不足之处，提出了一种具有高对称性和线性度的下变频器，通过引入在片偏置环路，极大地改善了该混频器的对称性和线性度。同时在片实现了输入阻抗匹配，并采用了开漏极输出。且在低电源电压和低电流消耗的条件下，达到了高转换增益、高线性度和低噪声系数等设计目标。

本发明提出的一种具有高对称性和线性度的下变频器，其特征在于，它由单端输入级、差分输出级及连接在其中的混频单元组成的双平衡下变频器结构；所说的差分输出级采用普通的开漏极输出结构，所说的单端输入级采用在片偏置的甲乙类(Class-AB)单端输入结构，包括NMOS管MN1和NMOS管MN2的漏端和栅端接在一起，组成在片偏置环路结构，晶体管M1、晶体管M2和晶体管M3组成输入级的两个支路，其连接关系为：NMOS管MN1的漏端和栅端接输入的偏置电流I0，同时接晶体管M2的栅极；源级接NMOS管MN2的漏端和栅端，同时接晶体管M2。NMOS管MN2的源端接地；晶体管M2的源级接M1的漏级和M3的栅极和输入射频信号端Iin，漏级接I1+I_X；M1的源级接地；M3的漏级I2+I_Y，其源级接地。

本发明的特征或特点：

本发明提出的下变频器采用了Class-AB单端输入、差分输出双平衡混频器结构，通过引入在片偏置环路，极大地改善了该混频器的对称性和线性度。该下变频器在片实现了输入阻抗匹配，并采用了开漏极输出。通过对电路结构和各元件进行优化，它在低电源电压和低电流消耗的条件下，达到了高转换增益、高线性度和低噪声系数等设计目标。

附图说明

图1为本发明的下变频器电路图。

图2为本发明的下变频器的输入级电路图。

具体实施方式  本发明提出的具有高对称性和线性度的下变频器，结合附图及实施例详细说明如下：

图1为本发明的下变频器的电路图，它由三个部分组成：输入级，由四个混频开关管(MS1～MS4)组成的混频单元和输出级；其中，单端射频信号由输入级转变为差分电流信号(I_RF+和I_RF-)，输入四个混频开关管的源级(S₊和S_-)，然后差分电流信号和本地振荡信号在混频管(MS1～MS4)中进行混频，得到差分输出的中频信号(V_IF+和V_IF-)，由输出级送往片外，进行其它的处理。

该下变频器采用了在片偏置的Class-AB单端输入结构形式，它完成两个功能：单端输入阻抗匹配和单端电压到差分电流信号的转换。其电路图如图2所示，NMOS管MN1和MN2的漏端和栅端接在一起，组成在片偏置环路结构，将输入的偏置电流I0映射到晶体管M1～M3。MN1的漏端和栅端接输入的偏置电流I0，同时接晶体管M2的栅极；源级接MN2的漏端和栅端，同时接晶体管M2。NMOS管MN2的源端接地。晶体管M1、M2和M3组成输入级的两个支路，其中，M2的源级接M1的漏级和M3的栅极和输入射频信号端Iin，漏级接(图1中的S₊节点)I1+I_X；M1的源级接地；M3的漏级接(图1中的S_-节点)I2+I_Y，其源级接地。该输入级实现了在片偏置(MN1，MN2和输入偏置电流I0)。

其实现对电路的性能有着极大的影响，如下所述：

在图2中，输入射频信号用电流I_in来表示，I1和I2是没有射频信号时流过晶体管M2和M3的电流。I1+Ix和I2+Iy是在输入端加入射频信号时流过M2和M3的电流。设各晶体管的尺寸之间满足下列关系：

${\left(\frac{W}{L}\right)}_{\mathrm{MN}1}={\left(\frac{W}{L}\right)}_{\mathrm{MN}2}---\left(1\right)$

${\left(\frac{W}{L}\right)}_{M1}={\left(\frac{W}{L}\right)}_{M2}---\left(2\right)$

在没有射频信号时，依据电流镜原理和跨导线性原理，流过各晶体管的电流之间应该满足下列关系：

$\sqrt{\frac{{2I}_0}{{\left(\frac{W}{L}\right)}_{\mathrm{MN}1}}}=\sqrt{\frac{{2I}_0}{{\left(\frac{W}{L}\right)}_{\mathrm{MN}2}}}=\sqrt{\frac{{2I}_1}{{\left(\frac{W}{L}\right)}_{M2}}}=\sqrt{\frac{{2I}_1}{{\left(\frac{W}{L}\right)}_{M1}}}---\left(3\right)$

$\sqrt{\frac{2I_0}{{\left(\frac{W}{L}\right)}_{\mathrm{MN}1}}}+\sqrt{\frac{{2I}_0}{{\left(\frac{W}{L}\right)}_{\mathrm{MN}2}}}=\sqrt{\frac{{2I}_1}{{\left(\frac{W}{L}\right)}_{M2}}}+\sqrt{\frac{2I_2}{{\left(\frac{W}{L}\right)}_{M3}}}---\left(4\right)$

由(3)和(4)可以导出：

$\frac{I_1}{{\left(\frac{W}{L}\right)}_{M2}}=\frac{I_2}{{\left(\frac{W}{L}\right)}_{M3}}---\left(5\right)$

在有射频信号I_in时，由电流镜原理，流过M1的电流依然为I1，则由节点电流守恒定理可知：

I₁+I_x+I_in＝I₁                        (6)

即

I_x＝-I_in                             (7)

对于由MN1、MN2、M2和M3组成的环路，依据跨导线性原理，可得：

$\sqrt{\frac{{2I}_0}{{\left(\frac{W}{L}\right)}_{\mathrm{MN}1}}}+\sqrt{\frac{{2I}_0}{{\left(\frac{W}{L}\right)}_{\mathrm{MN}2}}}=\sqrt{\frac{2(I_1+I_x)}{{\left(\frac{W}{L}\right)}_{M2}}}+\sqrt{\frac{2(I_2+I_y)}{{\left(\frac{W}{L}\right)}_{M3}}}---\left(8\right)$

令 $\frac{I_0}{{\left(\frac{W}{L}\right)}_{\mathrm{MN}1}}=\frac{I_0}{{\left(\frac{W}{L}\right)}_{\mathrm{MN}2}}=\frac{I_1}{{\left(\frac{W}{L}\right)}_{M2}}=\frac{I_2}{{\left(\frac{W}{L}\right)}_{M3}}=A,$ ${\left(\frac{W}{L}\right)}_{M2}=K_2,$ ${\left(\frac{W}{L}\right)}_{M3}=K_3,$ 则由(8)

可以导出：

$2\·\sqrt{A}=\sqrt{A+\frac{I_x}{K_2}}+\sqrt{A+\frac{I_y}{K_3}}--\left(9\right)$

将等式右边的第一项移到左边，并对等式两边同时取平方，则：

$4A-4\·\sqrt{A\·(A+\frac{I_x}{K_2})}+A+\frac{I_x}{K_2}=A+\frac{I_y}{K_3}---\left(10\right)$

将等式两边同时除以A，得：

$4-4\·\sqrt{1+\frac{I_x}{K_2\·A}}+\frac{I_x}{K_2\·A}=\frac{I_x}{K_3\·A}---\left(11\right)$

若假设 $\frac{I_x}{K_2}<<A$ (即I_x＜＜I₁)，则

$\sqrt{1+\frac{I_x}{K_2\&CenterDot;A}}\&ap;1+\frac{1}{2}\&CenterDot;\frac{I_x}{K_2\&CenterDot;A}---\left(12\right)$

将(12)代入(11)，可得：

$\frac{I_x}{I_y}\&ap;-\frac{K_3}{K_2}=\frac{I_2}{I_1}---\left(13\right)$

由以上推导过程可以看出，若输入级两个支路的直流电流相同(I₁＝I₂)并且输入的射频信号I_in远小于支路电流I₁(或I₂)时，通过加入在片偏置环路结构可以使得两个支路流过的射频信号大小相同，方向相反，这样就完成了单端信号到差分信号的转换功能。实际上，由于沟道长度调制等非理想效应的影响，跨导线性原理和电流镜原理都会存在一定的偏差，输入级各晶体管的尺寸及其直流工作点应通过模拟仿真才能最终确定。

若忽略沟道长度调制效应，由于晶体管M2工作于饱和区，在没有射频信号时，可以得到如下的电压电流方程：

$I_1=\frac{1}{2}\&CenterDot;{\mathrm{\&mu;}}_0{C}_{\mathrm{ox}}\&CenterDot;{\left(\frac{W}{L}\right)}_{M2}\&CenterDot;{(V_{\mathrm{GM}2}-V_{\mathrm{SM}2}-V_T)}^2---\left(14\right)$

其中，μ₀是M2的电子迁移率，C_0x是M2的单位面积栅电容，V_GM2是M2的栅电压，V_SM2是M2的源电压，V_T是M2的阈值电压。

若假设输入的射频电压信号为V_in，则可以得到：

$I_1+I_x=I_1-I_{\mathrm{in}}=\frac{1}{2}\&CenterDot;{\mathrm{\&mu;}}_0{C}_{\mathrm{ox}}\&CenterDot;{\left(\frac{W}{L}\right)}_{M2}\&CenterDot;{[V_{\mathrm{GM}2}-(V_{\mathrm{SM}2}+V_{\mathrm{in}})-V_T]}^2---\left(15\right)$

由(14)和(15)可以得到该下变频器的输入阻抗为：

$R_{\mathrm{in}}=\frac{V_{\mathrm{in}}}{I_{\mathrm{in}}}=\frac{1}{{\mathrm{\&mu;}}_0{C}_{\mathrm{ox}}\&CenterDot;{\left(\frac{W}{L}\right)}_{M2}\&CenterDot;[V_{\mathrm{GM}2}-(V_{\mathrm{SM}2}+\frac{V_{\mathrm{in}}}{2})-V_T]}---\left(16\right)$

令 $\frac{1}{\sqrt{{2I}_1\&CenterDot;{\mathrm{\&mu;}}_0{C}_{\mathrm{ox}}{\left(\frac{W}{L}\right)}_{M2}}}=R_0,$ $\frac{1}{\sqrt{2(I_1-I_{\mathrm{in}})\&CenterDot;{\mathrm{\&mu;}}_0{C}_{\mathrm{ox}}\&CenterDot;{\left(\frac{W}{L}\right)}_{M2}}}=R_1,$ 则当I_in≥0时，

可以得到：

R₀＜R_in＜R₁                            (17)

当I_in≤0时，则有：

R₀≥R_in≥R₁                            (18)

为了实现在片输入阻抗匹配，一般将R₀设计为50欧姆。由R₀，R₁的定义可知，当射频信号电流I_in由+0.5I₁变化到-I₁时，R₁仅从70.7欧姆变化到35.4欧姆。由(17)、(18)可知，该下变频器的输入阻抗R_in的变化小于R₁的变化，故当射频信号电流变化很大时，输入阻抗只有很小的变化。这一方面说明了该输入级能很好地实现在片输入阻抗匹配；同时说明了射频信号从电压转变为电流时只会引入很小的非线性。由于I_in到I_x和I_y的转换近似是线性的，所以该输入级具有很高的线性度。

从以上的叙述可以看出，在输入射频信号能量动态变化时，线性度、输入阻抗匹配、单端信号到差分信号转换的准确度与输入级两个支路的直流电流I₁、I₂直接相关，直流电流越大，线性度越高，输入阻抗匹配越好，单端信号到差分信号转换的准确度越高，但功耗也越大。综合考虑各种因素后，输入级每个支路的电流设计为2.25mA。

频率转换操作由四个NMOS管MS1～MS4来完成，如图1所示。其中，MS1和MS2的源端都接到节点S₊，它们的栅端接到输入的本地振荡信号，漏端接到输出级；MS3和MS4的源端都接到节点S_-，它们的栅端也接到输入的本地振荡信号，漏端接到输出级。假设这四个NMOS管为理想的开关管，则频率转换操作引入的损耗约为

实际上，频率转换操作引入的损耗与本地振荡信号的电压幅度、开关管的尺寸都有关。为了降低对本地振荡器输出功率的要求，本发明对输入的本地振荡信号进行放大，提高其电压幅度，这样就可以降低混频开关管的损耗。

本发明的下变频器采用了普通的开漏极输出结构，并经双平衡到单平衡变换器变换为单端的中频信号送往其它的处理模块。

本发明的下变频器芯片可被直接键合在印刷电路板上。它的射频输入端、中频输出端和本地振荡信号输入端都可通过SMA接头、同轴电缆与测试仪器相连。其测试结果如表1所示。

       表1下变频器的测量结果

转换增益(50Ωload)	1.5dB
		单边带噪声系数(50Ω	12.2dB
输入1dB压缩点	-1.5dBm
		输入三阶交调点	4dBm
S11	-16dB
		Power Cons.	5.7mAX1.8V
工艺	0.18um CMOS
		芯片面积	830μm×890μm

从表1可以看出，该下变频器具有很高的线性度和很低的噪声系数，同时实现了单端双平衡混频器功能，利用特殊的输入级，该下变频器也具有很好的在片输入阻抗匹配功能。

Claims (1)

1、一种具有高对称性和线性度的下变频器，其特征在于，它由单端输入级、差分输出级及连接在其中的混频单元组成的双平衡下变频器结构；所说的差分输出级采用普通的开漏极输出结构，所说的单端输入级采用在片偏置的甲乙类单端输入结构，包括NMOS管MN1和NMOS管MN2的漏端和栅端接在一起，组成在片偏置环路结构，晶体管M1、晶体管M2和晶体管M3组成输入级的两个支路，其连接关系为：NMOS管MN1的漏端和栅端接输入的偏置电流I0，同时接晶体管M2的栅极；源级接NMOS管MN2的漏端和栅端，同时接晶体管M2。NMOS管MN2的源端接地；晶体管M2的源级接M1的漏级和M3的栅极和输入射频信号端Iin，漏级接I1+I_X；M1的源级接地；M3的漏级I2+I_Y，其源级接地。

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