CN102347780B - 一种增益可调的射频接收前端电路 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种增益可调的射频接收前端电路，属于射频集成电路技术领域。该电路包括低噪声放大器、I/Q两路混频器和增益调节电路，所述低噪声放大器的信号输出端与所述I/Q两路混频器的信号输入端连接，所述增益调节电路设置在所述I/Q两路混频器的负载端。本发明通过将增益调节电路改为加在混频器的负载端，当增益调节电路工作的时候，增益调节电路导通，形成低阻通道，混频器的负载阻抗变低，从而降低了系统的增益。由于低噪声放大器的增益没有下降，因此整体的噪声系数没有恶化。

Description

一种增益可调的射频接收前端电路

技术领域

本发明属于射频集成电路技术领域，具体涉及一种增益可调的低功耗射频接收前端电路，该电路可应用于zigbee系统。

背景技术

在各种近距离无线传输技术中，Zigbee技术以其低功耗，低成本，容量大，安全性高等优势脱颖而出，成为一种市场前景广阔的技术。这对射频接收前端电路提出了要求，射频接收前端电路主要包括低噪声放大器和混频器。

传统的射频接收前端电路是由低噪声放大器和混频器级联组成，低噪声放大器和混频器是用不同的直流电流偏置的，因此这样射频接收前端电路的功耗会很大。为了增大接收信号的动态范围，射频接收前端电路需要能够有增益调节的功能。

传统的射频接收前端电路的增益调节功能是在低噪声放大器实现的。这种方案在降低低噪声放大器的增益的同时，恶化了射频接收前端电路的噪声系数。如图1中所示的M₁₉’和M₂₀’构成增益调节电路，置于低噪声放大器的负载端。当所述的增益调节电路工作时，形成低阻通道，低噪声放大器的增益降低。其中F为总的噪声系数，F₁为低噪声放大器的噪声系数，F₂为混频器的噪声系数，A_V1为低噪声放大器的增益。当低噪声放大器增益降低时，前端电路的噪声系数被恶化。

发明内容

本发明为解决现有射频接收技术中存在的当低噪声放大器增益降低时，前端电路的噪声系数被恶化的问题，进而提供一种增益可调的射频接收前端电路

本发明的增益可调的射频接收前端电路包括低噪声放大器、I/Q两路混频器和增益调节电路，所述低噪声放大器的信号输出端与所述I/Q两路混频器的信号输入端连接，所述增益调节电路设置在所述I/Q两路混频器的负载端。

由上述本发明提供的技术方案可以看出，本发明通过将增益调节电路改为加在混频器的负载端，当增益调节电路工作的时候，增益调节电路导通，形成低阻通道，混频器的负载阻抗变低，从而降低了系统的增益。由于低噪声放大器的增益没有下降，因此整体的噪声系数没有恶化。

附图说明

图1为本发明具体实施方式提供的增益可调的射频接收前端电路的整体结构示意图；

图2为本发明具体实施方式提供的增益可调的射频接收前端电路的电路结构示意图；

图3为本发明具体实施方式提供的增益可调的射频接收前端电路中交叉耦合电路的结构示意图；

图4为本发明具体实施方式提供的与现有技术射频接收前端电路性能参数对比示意图。

具体实施方式

本发明具体实施方式提供了一种增益可调的射频接收前端电路，如图1所示，包括低噪声放大器1、I/Q两路混频器2和增益调节电路3，低噪声放大器1的信号输出端与I/Q两路混频器2的信号输入端连接，增益调节电路3设置在I/Q两路混频器2的负载端。

具体的参见图2，第一晶体管M₁，第二晶体管M₂，第一电容C₁，第二电容C₂，第一电感L₁和第二电感L₂构成了低噪声放大器1的主电路；其中M₁和M₂是低噪声放大器1的放大管，C1和C₂通过电容交叉耦合可以降低M₁和M₂一半的直流电流；L₁和L₂作为低噪声放大器1的负载。第三晶体管M₃，第四晶体管M₄，第五晶体管M₅，第六晶体管M₆构成了I/Q两路混频器2的跨导级；第七晶体管M₇，第八晶体管M₈，第九晶体管M₉，第十晶体管M₁₀，第十一晶体管M₁₁，第十二晶体管M₁₂，第十三晶体管M₁₃和第十四晶体管M₁₄构成了I/Q两路混频器2的开关级电路；第一电阻R₁，第二电阻R₂，第十五晶体管M₁₅，第十六晶体管M₁₆和第三电阻R₃，第四电阻R₄，第十六晶体管M₁₆，第十七晶体管M₁₇分别构成I/Q两路混频器2的有源负载。第十九晶体管M₁₉，第二十晶体管M₂₀，第二十一晶体管m₂₁，第二十二晶体管M₂₂构成增益调节电路3。

在图2中，本具体实施方式提供的射频接收前端电路由共栅结构的低噪声放大器1和I/Q两路混频器2组成。低噪声放大器1提供良好的输入匹配，适当的电压增益和足够低的噪声系数。I/Q两路混频器2通过交流耦合与低噪声放大器共用直流偏置，将高频的信号下变频到低频，供基带处理。

在图2中，低噪声放大器1使用的是共栅结构，这种结构较之共源结构的优点在于可以不以面积为代价轻易的实现输入匹配。第一电感和第二电感作为低噪声放大器1的负载。使用电感作为负载可以不消耗电路的电压余度，同时电感和寄生电容谐振可以使增益在2.4GHz处最大。为了降低低噪声放大器消耗的功耗，在差分输入端加入了电容交叉耦合电路。该电路可以降低低噪声放大器一半的功耗，并且可以同时降低低噪声放大器的噪声系数。

图3是电容交叉耦合电路的示意图。第一电容C₁和第二电容C₂是交叉耦合电容，C_gs1和C_gs2是第一晶体管M₁和第二晶体管M₂的寄生栅源电容，C_gs1＝C_gs2。电容交叉耦合电路的等效跨导G_m＝(1+A)g_m，，其中g_m是M₁和M₂的跨导，则有如下的公式：

$A=\frac{1/C_{\mathrm{gs}}S}{1/C_{\mathrm{gs}}S+1/C_{1}S}=\frac{C_1}{C_1+C_{\mathrm{gs}}}\≈(C1>>C_{\mathrm{gs}})$

在C₁远远大于Cgs的条件下，

G_m＝2g_m。

使用了电容交叉耦合电路，在没有增大功耗的条件下，电路的等效跨导增大了一倍。因此可以使用一半的直流电流来实现同样的跨导，降低了一半的功耗。

低噪声放大器1的噪声系数也可以由以下公式推导出：

$F=1+\frac{\stackrel{\‾}{i_{\mathrm{nd}}^2}{(1/(1+(1+A)g_{m1}{R}_s))}^2}{\stackrel{\‾}{i_{\mathrm{ns}}^2}{((1+A)g_{m1}{R}_s/(1+(1+A)g_{m1}{R}_s))}^2}$

$=1+\frac{\stackrel{\‾}{i_{\mathrm{nd}}^2}}{\stackrel{\‾}{i_{\mathrm{ns}}^2}}={(1/(1+A)g_m{R}_s)}^2$

其中 $\stackrel{\‾}{i_{\mathrm{nd}}^2}=4\mathrm{kT\γ}{g}_{d0}\mathrm{\Δf},$ $\stackrel{\‾}{i_{\mathrm{ns}}^2}={4\mathrm{kTR}}_s^{-1}\mathrm{\Δf},$ α＝g_m/g_d0

可以简化为

$F=1+\frac{{4\mathrm{kT\γg}}_{d0}\mathrm{\Δf}}{{4\mathrm{kTR}}_s^{-1}\mathrm{\Δf}}{\left(\frac{1}{{2g}_m{R}_s}\right)}^2=1+\frac{\mathrm{\γ}}{{4\mathrm{\αg}}_m{R}_s}$

在输入完全匹配的条件下，

$(1+A)g_m={2g}_m=R_s^{-1}$

低噪声放大器1的噪声系数为：

$F=1+\frac{\mathrm{\γ}}{2\mathrm{\α}}$

输入的差分信号RFP和RFN经过M₁和M₂被转化为电流信号，在电感L₁和L₂处转化为电压信号。由于电感L₁和L₂是高频阻抗电路，电压信号通过耦合电容C₃和C₄耦合到混频器跨导管的栅端。而M₁和M₂的直流电流通过L₁和L₂流经混频器的跨导管。这样就实现了电流复用，而同时射频信号被放大了两次，可以有效的提高增益。

为了提高增益，I/Q两路混频器2的负载使用晶体管作为有源负载，这样可以在使用较低的电压余度的情况下提供较大的阻抗。为了克服在低增益模式下电路的噪声系数恶化的问题，将增益调节电路放在I/Q两路混频器2的负载端。

图4是本发明和背景技术的性能参数对照表。可见本发明工作在2.4GHz时，工作电源电压是1.8V，消耗电流是2.1mA，输入匹配-12.5dB，高增益模式下增益为49dB，噪声系数为4.1dB。而在低增益模式下增益为12dB，噪声系数为4.7dB。对比与高增益模式，噪声系数没有明显的恶化。而现有技术在低增益模式下，噪声系数被恶化到36dB。本发明在仅改动了增益调节电路的位置，没有任何功耗和面积的牺牲的条件下，可以明显的改善低增益模式的噪声系数。

采用本具体实施方式提供的技术方案，通过将增益调节电路改为加在混频器的负载端，当增益调节电路工作的时候，增益调节电路导通，形成低阻通道，混频器的负载阻抗变低，从而降低了系统的增益。由于低噪声放大器的增益没有下降，因此整体的噪声系数没有恶化。在低噪声放大器和混频器之间增加了耦合电路和高频阻抗电路，使低噪声放大器的直流电流通过高频阻抗电路直接流入混频器中，低噪声放大器的交流信号通过耦合电路加到混频器的第三晶体管，第四晶体管，第五晶体管和第六晶体管的栅端，实现了电流复用。由于I/Q两路的混频器的直流电流都是由低噪声放大器提供，因此这种电流复用技术节省了I/Q两路的混频器的功耗。相比于传统的结构，这种结构可以极大的降低系统的功耗。当增益调节电路工作的时候，增益调节电路导通，形成低阻通道。混频器的负载阻抗变低，从而降低了系统的增益。由于低噪声放大器的增益没有下降，因此整体的噪声系数没有恶化。

以上所述，仅为本发明较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。

Claims (5)

1.一种增益可调的射频接收前端电路，其特征在于，包括低噪声放大器、I/Q两路混频器和增益调节电路，所述低噪声放大器的信号输出端与所述I/Q两路混频器的信号输入端连接，所述增益调节电路设置在所述I/Q两路混频器的负载端；

所述噪声放大器包括：第一晶体管(M₁)、第二晶体管(M₂)、第一电容(C₁)、第二电容(C₂)、第一电感(L₁)和第二电感(L₂)，第一晶体管(M₁)和第二晶体管(M₂)是所述低噪声放大器的放大管，第一电容(C₁)连接的第一晶体管(M₁)的栅端和第二晶体管(M₂)的源端，第二电容(C₂)连接第二晶体管(M₂)的栅端和第一晶体管(M₁)的源端，第一电容(C₁)和第二电容(C₂)通过电容交叉耦合降低第一晶体管(M₁)和第二晶体管(M₂)一半的直流电流，第一电感(L₁)和第二电感(L₂)是所述低噪声放大器的负载，第一电感(L₁)的第一端连接第一晶体管(M₁)的漏端，第二电感(L₂)的第一端连接第二晶体管(M₂)的漏端；所述I/Q两路混频器包括由第三晶体管(M₃)、第四晶体管(M₄)、第五晶体管(M₅)和第六晶体管(M₆)组成的跨导级，由第七晶体管(M₇)、第八晶体管(M₈)、第九晶体管(M₉)、第十晶体管(M₁₀)、第十一晶体管(M₁₁)、第十二晶体管(M₁₂)、第十三晶体管(M₁₃)和第十四晶体管(M₁₄)组成的开关级电路以及由第一电阻(R₁)、第二电阻(R₂)、第十五晶体管(M₁₅)、第十六晶体管(M₁₆)、第三电阻(R₃)、第四电阻(R₄)、第十六晶体管(M₁₆)，和第十七晶体管(M₁₇)组成的有源负载；所述增益调节电路包括：第十九晶体管(M₁₉)、第二十晶体管(M₂₀)、第二十一晶体管(M₂₁)和第二十二晶体管(M₂₂)；第一电感(L₁)的第二端连接第三晶体管(M₃)和第四晶体管(M₄)的源端，第二电感(L₂)的第二端连接第五晶体管(M₅)和第六晶体管(M₆)的源端，第三晶体管(M₃)的漏端连接的第七晶体管(M₇)和第八晶体管(M₈)源端，第四晶体管(M₄)的源端连接第九晶体管(M₉)和第十晶体管(M₁₀)的源端，第七晶体管(M₇)和第九晶体管(M₉)的漏端连接第十五晶体管(M₁₅)的漏端、第一电阻(R₁)的第一端和第十九晶体管(M₁₉)的漏端，第八晶体管(M₈)和第十晶体管(M₁₀)的漏端连接第十六晶体管(M₁₆)的漏端、第二电阻(R₂)的第一端和第二十晶体管(M₂₀)的漏端，第十五晶体管(M₁₅)的源端连接第十六晶体管(M₁₆)的源端，第一电阻(R₁)的第二端和第二电阻(R₂)的第二端连接第十五晶体管(M₁₅)的栅端和第十六晶体管(M₁₆)的栅端，第十九晶体管(M₁₉)的源端连接第二十晶体管(M₂₀)的源端，第五晶体管(M₅)的漏端连接的第十一晶体管(M₁₁)和第十二晶体管(M₁₂)源端，第六晶体管(M₆)的漏端连接第十三晶体管(M₁₃)和第十四晶体管(M₁₄)的源端，第十一晶体管(M₁₁)和第十三晶体管(M₁₃)的漏端连接第十七晶体管(M₁₇)的漏端、第三电阻(R₃)的第一端和第二十一晶体管(M₂₁)的漏端，第十二晶体管(M₁₂)和第十四晶体管(M₁₄)的漏端连接第十八晶体管(M₁₈)的漏端、第四电阻(R₄)的第一端和第二十二晶体管(M₂₂)的漏端，第十七晶体管(M₁₇)的源端连接第十八晶体管(M₁₈)的源端，第三电阻(R₃)的第二端和第四电阻(R₄)的第二端连接第十七晶体管(M₁₇)的栅端和第十八晶体管(M₁₈)的栅端，第二十一晶体管(M₂₁)的源端连接第二十二晶体管(M₂₂)的源端。

2.根据权利要求1所述的增益可调的射频接收前端电路，其特征在于，所述低噪声放大器与所述I/Q两路混频器通过高频阻抗电路和耦合电路共用直流电流。

3.根据权利要求1所述的增益可调的射频接收前端电路，其特征在于，所述低噪声放大器采用共栅结构，在输入端使用电容交叉耦合电路，用于降低功耗和噪声系数。

4.根据权利要求1所述的增益可调的射频接收前端电路，其特征在于，所述I/Q两路混频器采用Gilbert结构。

5.根据权利要求1所述的增益可调的射频接收前端电路，其特征在于，所述增益调节电路采用有源负载，用于提高高增益模式下的增益。