CN1527497A - 信号处理装置和方法 - Google Patents

Abstract

表示对具有L条路径的无线电通信信道的接收信号的效应的方法，通过将信道表示变换成简化表示来实现减少的计算效果。每条路径具有平均衰减和各自的预定延迟。接收信号包括根据脉冲整形滤波器对接收信号的效应而确定的相关分量的组合，由多个相关系数表示每个分量与其他分量的相关。该方法包括：产生多个零平均值复高斯随机变量，每个具有预定方差，及求和变量以形成经由通信信道接收的信号的表示。每个变量的预定方差是根据矩阵的特征值计算的，该矩阵是根据相关系数和包括每条路径的平均衰减的信道相关矩阵形成的。L径信道到简化表示的变换是有效的，无需表示接收信号的相关分量。相关分量可是由瑞克接收机的多个相关器的每个产生的信号分量。

Description

信号处理装置和方法

技术领域

本发明涉及表示无线电通信信道的效应的信号处理装置和方法。

背景技术

通过利用某种方法用数据调制射频信号来使用无线电信号进行数据通信。射频信号从发射天线传播，并且由接收天线来检测。接着，通过解调所接收的无线电信号来恢复通信数据的估计。

为了发展使用射频信号传送数据的技术，已经开发出了表示从发送机到接收机天线的通信期间的数据效应的模型。例如，对于移动无线电电话系统，已经针对全球移动系统(GSM)和第三代移动通信(3G)的通用移动电信系统(UMTS)所使用的无线电频带，进行了传播和信道建模研究。为了开发这种模型，进行了信道声探测测量(channel sounding measurement)，并且结合理论考虑，开发了统计信道模型。

与例如GSM和UMTS等移动无线电系统相关联的无线电通信信道，其特征在于包括多个具有不同传播延迟的多径射线。每条路径表示一种形式的无线电信号从发送机到接收机的传播。已知通过每条路径收到的每种形式的无线电信号的振幅，能够被表示成零平均值复高斯随机变量(complex gaussianrandom variable)。在接收机中，多径形式组合形成复合信号。如果每条路径的各延迟之间的差超过所传送数据的符号周期，那么就会发生符号间干扰，为了传送数据必须校正该符号间干扰。因此，在存在多径传播的情况下，要设置接收机技术以恢复数据。为了对多径无线电通信信道进行仿真，对于每条路径以及对于被仿真的无线电信号的每个采样，生成复高斯随机变量。因此，这种多径信道的仿真能够表示真实的计算任务，需要较长时间来生成表示无线电通信接收机性能的仿真结果。特别是，但不是唯一地，对扩频通信进行仿真所用的时间非常长。这是因为扩频信号是通过对要传送的数据进行排列以调制扩频码而形成的。扩频码包括比传送的数据多得多的比特，称为码片。于是，必须对于每个码片仿真一个多径衰落信道，因此比仿真基带数据符号需要更多的计算任务，在基带数据符号的仿真中不对扩频进行建模。为此，期望通过简化无线电通信信道来减少计算量。

可进行仿真的通信技术的示例包括信道编码技术，如前向纠错编码和解码。为了评价用于无线电通信信道的这种技术，期望表现无线电通信信道的时间相关效应。这是因为无线电通信信道以衰落效应为特征，其中无线电信号的多条射线在一些情况下进行破坏性的组合，在其他情况下进行建设性的组合，这就会引入所传送数据的突发差错的效应。因此，无线电信道的性能与时间相关。

Stefan A.Fechtel发表于IEEE关于Selected Areas in Communications的期刊1993年4月Vol.11，No.3的技术文章，标题为“A Novel approach toModeling and Efficient Simulation of Frequency-Selective Fading RadioChannels”中，公开了两步信道正交技术。该正交技术仅提供了用于获得信道编码技术的受限性能的工具，而更需要一种表示无线电信道的时间相关效应的更精确性能。

发明内容

根据本发明，提供了一种表示对于具有L条路径的无线电通信信道的接收信号的效应的信号处理装置。每条路径具有平均衰减和各自的预定延迟。接收信号包括根据脉冲整形滤波器对接收信号的效应而确定的相关分量的组合，每个相关分量具有表示接收信号分量相对于每个其他分量的相关性的相关系数。该信号处理装置包括多个信号仿真器，每个仿真器生成一个信号分量值，该值与具有预定方差的零平均值复高斯随机变量成比例。该信号处理装置包括加法器，用于对每个信号仿真器所产生的信号分量值进行求和，以形成通过无线电通信信道接收的信号的表示。每个信号仿真器的方差是通过计算矩阵的特征值而预定的，该矩阵是根据相关系数和包括L条路径的每一条的平均衰减的信道相关矩阵而形成的。

本发明的实施例能够提供用于无线电通信信道的仿真器，该仿真器能够以相对已知仿真器充分减少的复杂性来表示无线电通信信道。复杂性的减少是通过对具有L条路径和L个相关系数的无线电通信信道的传统表示进行变换来实现的。作为变换的结果，无线电通信信道不仅能够以充分减少的复杂性来进行仿真，而且不需要表示相关分量之间的相关性，接收信号是根据相关分量形成的。而且在一些实施例中，信号仿真器的数量可以少于所仿真的无线电通信信道的路径数量L。这是因为在已经执行变换之后，与具有较短延迟的信号仿真器相比，具有较长延迟的信号仿真器的效应较小，所以忽略这些因素能够提供对仿真信道的较佳近似。因此，在这些实施例中，根据超过预定阈值的特征值的数量来确定信号仿真器的数量，每个超过阈值的特征值形成用于相应信号仿真器的预定方差。

在一些实施例中，表示每个相关分量相对于每个其他分量之间的相关性的相关系数，可以表示瑞克接收机的每个相关器的输出之间的相关性。对于码分多址(CDMA)通信，瑞克接收机通常用于从扩频信号中恢复数据。瑞克接收机的每个相关器以预定延迟将接收信号与扩频码进行相关。每个瑞克相关器的输出可以被相对其他相关器的输出进行相关，可以利用相关系数来表示该相关性。但是，本发明的实施例不限于对CDMA通信进行仿真。在其他实施例中，所传送信号的分离分量可以形成多重输入多重输出(Multiple InputMultiple Output，MIMO)通信或时分多址(Time Division Multiple Access，TDMA)。

本发明其他各方面及特征在所附权利要求中定义，并且包括表示无线电通信信道的效应的方法、仿真无线电通信信道的方法以及计算机程序。

附图说明

以下将仅参照附图利用示例来描述本发明的实施例，其中相同的部件具有相应的标号，其中：

图1是发送机及接收机链的示意方框图，其中具有对经由无线电通信信道的数据通信进行仿真通常包括的部件；

图2是多径相关接收机的示意方框图，该接收机也称为瑞克接收机；

图3是适应成包括表示无线电通信信道的简化部件的图1发送机及接收机链的方框图；

图4是对图3所示的通信信道部件进行仿真的信号处理装置的示意方框图；

图5提供针对简化的等效信道和传统的全仿真信道，对具有3km/h的移动运动速度的无线电通信信道“步行者A”进行仿真的结果的图形表示；

图6提供针对简化的等效信道和传统的全仿真信道，对具有120km/h的移动运动速度的无线电通信信道“步行者A”进行仿真的结果的图形表示；

图7是变换前后的组成3GPP“典型城市(Typical Urban)”信道的分量的列表表示；

图8提供依据简化的变换前后的多径信道分量的图形表示；和

图9是示出对图3和4所示的通信信道进行仿真所包括的操作的流程图。

具体实施方式

图1、2和3中的示意方框图提供对变换的图示，该图示提供了根据本发明实施例的仿真无线电通信信道的简化。在图1中，数据源1生成数字形式的数据，该数据被提供给编码器2。编码器2能够对源1产生的数据采用任何形式的编码，例如纠错编码。接着，扩频编码器3接收编码数据，并且通过用编码数据调制扩频码来生成扩频信号。典型地，扩频码是从具有一千或更多比特的非重复周期的伪随机比特序列形成的，每比特的调制扩频码被称为一个码片。接着，由调制器4接收扩频信号。该调制器用扩频信号的码片来调制基带载波信号。典型地，这可能包括一些形式的相位或幅度调制，例如QPSK或QAM，其中用编码数据调制基带载波信号的相位和/或幅度。

来自调制器4的信号被提供给脉冲整形滤波器6，它提供将在传输之前被应用于要传送的无线电信号的带宽限制效应。正如那些熟知Nyquist带宽滤波的人将会理解的，该脉冲整形滤波器通常为根升余弦响应的形式，以便通过在接收机中采用相应根升余弦滤波器，来产生总的升余弦响应。因此，通过在符号时间(对于扩频信号来说是码片周期)对接收数据进行采样，在采样瞬间相邻码片的效应实际上将为零，从而使符号间干扰最小，否则带宽限制滤波器就会引入符号间干扰。

对于与图1所表示的发送机等效的发送机，基带调制信号将被上变频为射频信号，被放大并且通过天线被发送。但是，正如那些熟知数字通信系统仿真的人将会理解的，能够通过将等效效应应用于调制器4所产生的基带信号，来对无线电通信信道的效应进行建模。

很多无线电通信信道能够被表示成L条离散路径，每条路径提供独立衰落形式的无线电信号，将利用零平均值复高斯处理也称为瑞利衰落(Rayleighfading)处理来表示该无线电信号。因此，如图1所示，经由L径瑞利衰落信道10和噪声发生器12，仿真的发送信号从脉冲整形发送机滤波器6传送到抗混叠(anti-aliasing)接收机滤波器8。在L径瑞利衰落信道10对多径无线电信道的效应进行建模的同时，由噪声发生器12提供噪声的效应，该噪声是在传输期间引入的并且(由于热噪声)出现在接收机天线处。如果u是信道10之前的信号，那么噪声发生器12之后的信号为

$v\left(t\right)=\underset{i=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{i}u(t-{\mathrm{\τ}}_i)+\mathrm{AWGN}$

其中，h_i是复信道系数，τ_i是路径i的延迟。AWGN表示加性高斯白噪声(Additive White Gaussian Noise)。

在经过接收机滤波器8之后，接收信号被提供给解调器14，解调器14通过从施加到调制器4的复基带信号执行数据的反映射，来产生由扩频编码器3所产生的扩频编码数据的估计。接着，所接收的扩频编码数据被提供给多径相关接收机16。正如将参照图2进行简短说明的，该多径相关接收机16通过使所接收的解调数据与再现形式的扩频码进行相关，来恢复基带编码数据的估计，该扩频码用于由扩频编码器形成发送信号。接着，将解扩的基带编码数据提供给解码器18，解码器18形成编码处理的逆处理，以估计基带数据。如果已经使用纠错码对数据进行编码，则基带数据的估计可包括纠正接收数据的估计中的错误。接着，所估计的基带数据被提供给宿20。

图2提供多径相关接收机的更详细表示，该接收机也称为瑞克接收机。接收机16包括多个L相关器30，每个相关器30在第一输入端32接收一种形式的扩频码C_n(t)，扩频码C_n(t)用于对于在扩频编码器3中经过扩频信号的接收数据进行扩频。将所接收的采样信号从解调器提供给相关器30的第二输入端34。接收信号的采样值被以码片率乘以扩频码的相应采样值。由加法器36对乘以扩频码的结果进行求和，以对于每个扩频符号形成解扩采样值，解扩采样值还由另一加法器38进行求和。另一加法器38形成基带编码数据的采样值并被解扩，并且具有充分减少由多径衰落信道引入的符号间干扰的效应。

在瑞克接收机16内再现扩频码。被提供给每个相关器30的各输入端32的每种形式的扩频码，都被相对于第一相关器延迟表示L径信道的路径之一的可能时间位置的数量。因此，被表示为扩频码序列的相应位移的每个扩频码的延迟，旨在反映由多径信道引入的能量分布。

根据图1示例的扩频通信信道的表示，从编码器2的输出端传送到多径相关接收机18的输出端r的基带数据符号s，可以用下列公式表示：

$r=s\sqrt{\underset{i=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{X}_i{X}_j^{*}{\mathrm{\ρ}}_{\mathrm{ij}}}+\mathrm{ISI}+\mathrm{AWGN}---\left(1\right)$

每个仿真多径信道的L径具有参数(λ_i，τ_i)_0≤i＜L，其中λ_i是具有延迟τ_i的路径i的平均衰减。根据公式(1)对于传送符号s确定接收符号r，其中，X_i是方差λ_i的零平均值复高斯随机变量，ρ_ij是瑞克接收机的相关器i与j之间的相关值，瑞克接收机中相关器的数量为L。对于根升余弦滤波器示例，能够通过如下表示的升余弦滤波器的自相关函数从延迟导出相关系数：

${\mathrm{\ρ}}_{\mathrm{ij}}=\frac{\sin \left({\mathrm{\π\Δ}}_{\mathrm{ij}}\right)\cos \left({\mathrm{\π\β\Δ}}_{\mathrm{ij}}\right)}{{\mathrm{\π\Δ}}_{\mathrm{ij}}(1-4{\mathrm{\β}}^2{\mathrm{\Δ}}_{\mathrm{ij}}^2)}---\left(2\right)$

其中， ${\mathrm{\Δ}}_{\mathrm{ij}}=\frac{{\mathrm{\τ}}_i-{\mathrm{\τ}}_j}{T_c},$ 并且对于UMTS示例，这些公式的参数是：

如上所述，为了对多径衰落信道的效应进行仿真，L径多径衰落信道10需要对扩频信号的每码片产生复高斯采样值。正如所理解的，以每秒的计算量来考虑，这表示相当大的计算负担。因此，利用多径衰落信道，以码片率对包括扩频和解扩的基带符号的通信进行仿真所需的时间可以很长，并且对一些仿真来说是禁止的。

L径多径衰落信道的变换

本发明的实施例提供用于减少对多径衰落信道进行仿真每秒所需的计算量的工具。根据本发明实施例的复杂性的降低包括引入矩阵变换，该矩阵具有表示如以上公式(1)所示的二重求和的值。因此，该变换提供信道模型的简化。

该变换包括计算根据公式(1)的二重求和所形成的矩阵的特征值(μ_i)_0≤i＜L，该特征值是

其中K是该信道的相关矩阵(信道相关矩阵)。在独立路径的通常情况下，它成为

根据该变换所提供的简化，图1的示意方框图成为图3所示的示意方框图，其中，根据方框50内所示的简化部件的瑞克接收机16′的输出，成为由以下公式所表示的输出：

$r=s\sqrt{\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}|Y_i{|}^2}+\mathrm{ISI}+\mathrm{AWGN}---\left(3\right)$

在公式(3)中，是Y_i方差为μ_i的零平均值复高斯随机变量，并且没有相关分量。因此，本发明的主要实施例将用(μ_i，iT_c)来代替信道定义集(λ_i，τ_i)。对于任何初始信道模型，我们可以找到适于我们所考虑的传输率的等效模型。它可以是CDMA、TDMA(用符号代替码片)或MIMO。而且，根据公式(3)以及如下所解释的，信号仿真器的数量N可以少于或等于路径的数量L。

由图3所示的示意方框图所表示的无线电通信信道，与图1所示的相对应，因此将仅说明图1和图3之间的不同之处。根据公式(3)所表示的变换，对多径瑞利衰落信道进行变换，以形成等效信道10′。作为变换的结果，可以用公式(3)表示方框50内的所有部件。图4示出方框图，该图提供用于表示方框50中的部件的信号处理装置。

在图4中，N个信号仿真器60根据具有方差μ_i的零平均值复高斯随机处理，产生信号分量值Y_i。该分量值被提供给数据处理器62，形成信号分量值的平方振幅|Y|²，该平方振幅|Y|²被提供给乘法器66的第一输入端64。输入数据信号s被提供给第二输入端68。数据信号由乘法器66通过每个信号分量值进行定标，并且被提供给加法器70，加法器70形成接收信号r的表示。实际上，从每个复高斯处理产生的信号分量值形成用于对输入数据信号进行加权的加权因子。

图5和图6提供对传统的多径衰落信道的全仿真所产生的结果与使用简化的等效信道所产生的结果的比较。这些结果是针对以12.2kbps的数据率和图5中的3km/h运动速度以及图6中的120km/h运动速度进行仿真的信道“步行者A”。图示出对于通常仿真信道的误码率(BER通常)和块差错率(BLER通常)结果以及对于简化等效信道的误码率(BER简化)和块差错率(BLER简化)结果。正如所见，这些结果之间存在相近的一致性。

仿真路径数量的截断

使用根据本发明实施例的变换所形成的公式(3)，计算起来没有公式(1)复杂，在其他原因中主要是因为不存在二重求和。而且，典型作为变换结果，能够引入进一步的简化。这是因为后来的μ_i值(更接近于L的那些值)典型地较低，并且比更接近零延迟的早先分量，对接收符号r信道效应的计算结果的影响较小。因此，当仅考虑特定的预定阈值之上的μ_i值时，即使不是精确结果，也是非常近似的结果。结果，通过不包括生成具有低于预定阈值的特征值的零平均值复高斯的信号仿真器，可以产生多径信道的仿真的进一步简化。因此，在这些实施例中，根据预定阈值之上的特征值的数量来确定信号仿真器的数量N，每个阈值之上的特征值对于相应信号仿真器形成预定方差。

在图7所示的表1中提供了这种进一步简化的示例。在标有“前”的第一列中，示出了相对于由3GPP所采用的信道“一般城市”的延迟的平均衰减。在标有“后”的第二列中，示出了在相应延迟进行变换之后的用于简化等效信道的信号仿真器的方差。图8提供图7所示的值的图形表示。正如从图7和8可见，能够通过忽略具有小于20dB的方差μ_i并且因此不会显著影向仿真结果的信号分量，来使用简化的等效信道模型使所仿真的信号分量的数量减半。

简单的工作示例

对于以三条路径为特征的多径信道，具有下列参数：

在τ₀＝0处，λ₀＝0.943；

在τ₁＝110ns处，λ₁＝0.309；

在τ₂＝190ns处，λ₂＝0.103；

对于描述无线电信号经由多径信道的接收的相关系数，如下：

$\[{\left({\mathrm{\ρ}}_{\mathrm{ij}}\right)}_{0\≤i,j\≤2}\]=\left[\begin{array}{ccc}1& 0.725& 0.318\\ 0.725& 1& 0.848\\ 0.318& 0.848& 1\end{array}\right]$

则

$\[{\left({\mathrm{\ρ}}_{\mathrm{ij}}\right)}_{0\≤i,j\≤2}\]\·\mathrm{Diag}\[{\left({\mathrm{\λ}}_i\right)}_{0\≤i\≤2}\]=\left[\begin{array}{ccc}0.943& 0.224& 0.0327\\ 0.684& 0.309& 0.0873\\ 0.3& 0.262& 0.103\end{array}\right]$

其中 ${\mathrm{\μ}}_i=\left[\begin{array}{c}1.153\\ 0.197\\ 0.006\end{array}\right]$

简化仿真信道的等效验证

假设进行完全信道估计，并且忽略符号间干扰。一些符号对于该验证是特定的。在以下的文件中，X表示第一路径，Y表示第二路径，而不是X₀和X₁。下标用于时间标度(符号k写作s_k)。在以下的文件中，变换之后，用X′和Y′而不是Y₀和Y₁。在两条路径的情况下，通常信道定义对于第一路径给定(λ₁，0)以及对于第二路径给定(λ₂，τ)。根据τ和脉冲整形滤波器的特性，可以导出两条路径之间的相关系数ρ₁₂。

瑞克接收机输出端的符号k可以被写成：

$r_k=s_k\sqrt{{\mathrm{\ϵ}}_k}+\mathrm{AWGN}$

该符号的能量是：

ε_k＝|X_k|²+|Y_k|²+2ρ₁₂X_kY_k

其中X_k和Y_k是两个独立的具有方差λ₁和λ₂的零平均值高斯处理。对角线化二次式和两条路径协方差矩阵的积，就得到特征值μ₁和μ₂。我们考虑能量：

ε′_k＝|X′_k|²+|Y′_k|²

其中，X′_k和Y′_k是两个独立的具有方差μ₁和μ₂的零平均值高斯处理。关联符号是：

${r^{\′}}_k=s_k\sqrt{{{\mathrm{\ϵ}}^{\′}}_k}+\mathrm{AWGN}$

我们想证明两个处理ε和ε′是相同的，这尤其意味着r_k＝r′_k以及解码之后差错可能性的等同。为实现该目的，证明具有ε＝(ε₁...ε_n)和ε′＝(ε′₁...ε′_n)的联合密度p(ε)和p(ε′)对于所有的n都相等就足够了。以下演示不失一般性地假设n＝2。

符号能量的特性函数可以写成：

ψ_ε(v)＝E[exp(jv₁ε₁+jv₂ε₂)]

${\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{\ϵ}}\left(v\right)=\∫\frac{\exp \[\mathrm{jv}*\mathrm{\ϵ}-\frac{1}{2}(X{*K}_X^{-1}X+Y*K_Y^{-1}Y)\]}{4{\mathrm{\π}}^2\sqrt{\det K_X\det K_Y}}\mathrm{dXdY}$

${\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{\ϵ}}\left(v\right)=\∫\exp \[u*(G_v-K_{\mathrm{XY}}^{-1})u\]\mathrm{du}$

${\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{\ϵ}}\left(v\right)=\frac{1}{\det (I-G_v{K}_{\mathrm{XY}})}$

其中，

X＝(X₁，X₂)， ${\mathrm{\γ}}_X=E\[{X_1}^2\]=E\[{X_2}^2\],$ Y＝(Y₁，Y₂)， ${\mathrm{\γ}}_r=E\left[{Y_1}^2\right]=E\left[{Y_2}^2\right],$

$K_X=\left[\begin{array}{cc}{\mathrm{\γ}}_X& E\[X_1{X}_2\]\\ E\[X_1{X}_2\]& {\mathrm{\γ}}_X\end{array}\right],K_Y=\left[\begin{array}{cc}{\mathrm{\γ}}_Y& E\[Y_1{Y}_2\]\\ E\[Y_1{Y}_2\]& {\mathrm{\γ}}_Y\end{array}\right],$

u＝(X₁，Y₁，X₂，Y₂)

$G=\left[\begin{array}{cc}1& {\mathrm{\ρ}}_{12}\\ {\mathrm{\ρ}}_{12}& 1\end{array}\right],K=\left[\begin{array}{cc}{\mathrm{\γ}}_X& 0\\ 0& {\mathrm{\γ}}_Y\end{array}\right],$

$J_1=\frac{E\[X_1{X}_2\]}{{\mathrm{\γ}}_X}=\frac{E\[Y_1{Y}_2\]}{{\mathrm{\γ}}_Y},$

$G_v=\left[\begin{array}{cc}j{v}_{1}G& 0\\ 0& j{v}_{2}G\end{array}\right],K_{\mathrm{XY}}=\left[\begin{array}{cc}K& J_{1}K\\ J_{1}K& K\end{array}\right]$

相同的方法可以得出：

${\mathrm{\ψ}}_{{\mathrm{\ϵ}}^{\′}}\left(v\right)\frac{1}{\det (I-{\mathrm{\Δ}}_{\mathrm{vXY}})}$

其中，

${\mathrm{\Δ}}_{\mathrm{vXY}}=\left[\begin{array}{cc}j{v}_{1}D& j{v}_1{J}_{1}D\\ j{v}_2{J}_{1}D& j{v}_{2}D\end{array}\right]$

D是GK的对角线矩阵，于是GK＝P*DP。

而且，简单的计算显示

$G_v{K}_{\mathrm{XY}}=\left[\begin{array}{cc}{P}^{*}& 0\\ 0& P^{*}\end{array}\right]{\mathrm{\Δ}}_{\mathrm{vXY}}\left[\begin{array}{cc}P& 0\\ 0& P\end{array}\right]$

因此，

det(I-G_vK_XY)＝det(I-Δ_vXY)

这意味着

ψ_ε(v)＝ψ_ε′(ν)并且p(ε)＝p(ε′)

最后，这两个处理是相同的。采用本发明所获得的简化处理与通常的处理等效。所以，解码之后的差错可能性是相同的。很容易将该证明推广到更多路径的情况。在完全信道估计的情况下，该证明的变形可以得到相同的结果。

其他应用

本发明实施例所提供的一个优点是，简化的等效信道模型能够用于提供对图3的方框50内的部件进行建模的符号级马尔可夫链(symbollevel Markovchain)，包括扩频、经由通信信道的传输以及解扩。马尔可夫信道模型能够使用表示无线电通信信道状态的多个信道状态，来表示无线电通信信道。根据转换概率来确定状态之间的转换。转换概率是根据由例如图4所示的信号处理装置所表示的无线电通信信道的效应来确定的。A.Saadani和P. Tortelier发表于关于个人、室内及移动无线电通信的国际研讨会PIMRC’2002的技术文章，题目为“A First Order Markov Chain Based Model for Flat FadingChannel”中，更详细地提供了对根据仿真信道的结果产生转换概率的处理的说明。

操作总结

简而言之，图9的流程图概括了对无线电通信信道的效应进行建模的处理。从步骤S1开始，执行信道声探测以识别路径的数量L，可以经由上述路径从无线电通信信道接收信号。在步骤S2中，信道声探测处理也对于每条路径确定平均衰减和相对于所传送无线电信号的第一路径的预定延迟。步骤S1和S2提取无线电通信信道特征，通常，对于信道建模和根据本发明实施例的信道模型的简化，分别执行步骤S1和S2。因此，在一些实施例中，省略了这些步骤，或者对于已经建立特性参数即路径数量L、延迟和平均衰减的信道已经执行了这些步骤，所以可以省略。在图9中，用步骤S2和S4之间的虚线表示。

因此，在图9中示出表示无线电通信信道的效应所包括的步骤，如下：

S4：根据用于传送接收信号的通信技术，确定多个相关系数，该相关系数表示接收信号的多个分量的每一个之间的相关性。例如，该通信技术可以是CDMA，其中系数表示瑞克接收机的每个接头的相关输出。

S6：根据相关系数和每条路径的平均衰减，形成矩阵

S8：对于无线电信道的每一条路径，根据所形成矩阵的特征值来计算零平均值复高斯随机处理的方差。

S10：对于每个仿真的信号分量N(其中N小于或等于路径数量L)，产生具有S8中计算出的方差的零平均值复高斯随机变量的值。

S12：形成S10中计算出的每一个信号分量值的平方幅度。

S14：对每条路径求和信号分量值，以产生经由无线电通信信道接收的信号的表示。

正如所理解的，一旦已经在步骤S8中根据在S6中形成的矩阵的特征值确定了零平均值复高斯随机处理的方差，在对信道进行仿真时就不再需要这些步骤。所以，在图9中，步骤S8和S10用虚线连接。因此，在一些实施例中，仅执行步骤S10、S12和S14，来表示被建模的无线电通信信道的效应。

在不背离本发明范围的情况下，可以对上述实施例进行各种修改。例如，本发明得到接收机分集及均衡技术的仿真中的应用，并且能够被应用于各种通信技术例如TDMA和MIMO。所附权利要求中定义了本发明的其他各种方面和特征。

Claims (18)

1.一种信号处理装置，用于表示对于具有L条路径的无线电通信信道的接收信号的效应，每条路径具有平均衰减和各自的预定延迟，其中，所述接收信号包括根据脉冲整形滤波器对接收信号的效应而确定的相关分量的组合，每个相关分量具有表示接收信号分量相对于每个其他分量的相关性的相关系数，所述信号处理装置包括：

多个信号仿真器，每个仿真器生成与具有预定方差的零平均值复高斯随机变量成比例的信号分量值；和

加法器，用于对每个信号仿真器所产生的信号分量值进行求和，以形成通过无线电通信信道接收的信号的表示，

其中，每个信号仿真器的方差是通过计算一矩阵的特征值而预定的，所述矩阵是根据所述相关系数和包括所述L条路径中的每一条的所述平均衰减的信道相关矩阵形成的。

2.如权利要求1所述的信号处理装置，其中，所述信号仿真器的数量少于无线电通信信道的路径的数量L，信号仿真器的数量是根据超过预定阈值的特征值的数量确定的，超过所述阈值的每个特征值形成相应信号仿真器的预定方差。

3.如权利要求1或2所述的信号处理装置，其中，形成所述接收信号的相关分量表示根据瑞克接收机的各相关器形成的分量，所述接收信号是扩频信号，所述相关系数表示每个相关器的输出信号相对于其他相关器的输出的相关性。

4.如权利要求1，2或3所述的信号处理装置，其中，由每个信号仿真器所产生的所述信号分量值是根据所述零平均值复高斯随机变量的平方幅度形成的。

5.如权利要求4所述的信号处理装置，其中，多径信道的路径L的每一条i具有参数(λ_i，τ_i)_0≤i＜L，其中，λ_i是具有相对于第一条路径的所述延迟τ_i的路径i的所述平均衰减，并且所述加法器提供由以下公式所表示的对于输入信号s的所述接收信号r的表示： $r=s\underset{i=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|Y_i\right|}^2,$ 其中|Y_i|²是由第i个信号仿真器所产生的所述零平均值复高斯随机变量的平方幅度，所述高斯随机变量具有根据矩阵所形成的矩阵的特征值(μ_i)_0≤i＜L计算出的预定方差μ_i，其中ρ_ij是所述L个相关系数，并且 是独立路径的所述信道相关矩阵。

6.如权利要求5所述的信号处理装置，其中，所述相关系数是根据如下公式计算的：

${\mathrm{\ρ}}_{\mathrm{ij}}=\frac{\sin \left({\mathrm{\π\Δ}}_{\mathrm{ij}}\right)\cos \left(\mathrm{\π\β}{\mathrm{\Δ}}_{\mathrm{ij}}\right)}{{\mathrm{\π\Δ}}_{\mathrm{ij}}(1-{4\mathrm{\β}}^2{\mathrm{\Δ}}_{\mathrm{ij}}^2)},$ 其中， ${\mathrm{\Δ}}_{\mathrm{ij}}=\frac{{\mathrm{\τ}}_i-{\mathrm{\τ}}_j}{T_c},$ T_c是所接收的扩频信号的每个码片的持续时间，并且β是滚降系数。

7.一种信道仿真器，包括如前面任何权利要求所述的信号处理装置，以及

噪声发生器，用于对所述接收信号的噪声效应进行仿真。

8.一种如权利要求7所述的包括信号处理装置的信道仿真器，其中，所述噪声发生器进行操作以包括对于所述接收信号的符号间干扰的效应。

9.一种用于根据马尔可夫模型表示无线电通信信道的信道仿真器，所述信道仿真器包括表示无线电通信信道状态的多个信道状态，状态之间的转换根据转换概率而确定，其中，所述转换概率是根据如权利要求1到6所述的信号处理装置所表示的无线电通信信道的效应而确定的。

10.一种表示具有有关接收信号的L条路径的无线电通信信道的效应的方法，每条路径具有平均衰减和各自的预定延迟，其中，所述接收信号包括根据脉冲整形滤波器对接收信号的效应而确定的相关分量的组合，每个相关分量具有表示接收信号分量相对于每个其他分量的相关性的相关系数，所述方法包括下列步骤：

生成多个零平均值复高斯随机变量，每个具有预定的方差；以及

对所述变量求和，以形成经由无线电通信信道接收的信号的表示，

其中，每个变量的所述预定方差是根据一矩阵的特征值而计算的，所述矩阵是根据所述相关系数和包括所述L条路径中的每一条的所述平均衰减的信道相关矩阵而形成的。

11.如权利要求10所述的方法，其中，所述零平均值复高斯随机变量的数量少于无线电通信信道的路径的数量L，所述变量的数量是根据超过预定阈值的特征值的数量而确定的，超过所述阈值的每个特征值形成相应一个高斯随机变量的方差。

12.如权利要求10或11所述的方法，包括：

在进行求和以形成所述接收信号的表示之前，形成所述零平均值复高斯变量的平方幅度。

13.如权利要求12所述的方法，其中，多径信道i的路径L的每一条具有参数(λ_i，τ_i)_0≤i＜L，其中，λi是具有相对于第一条路径的延迟τ_i的路径i的所述平均衰减，并且所述求和根据以下公式产生对于输入信号s的所述接收信号r的表示： $r=s\underset{i=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|Y_i\right|}^2,$ 其中，|Y_i|²是第i个零平均值复高斯随机变量的平方幅度，所述高斯随机变量具有根据所形成的矩阵

的特征值(μ_i)_0≤i＜L计算出的预定方差μ_i，其中，ρ_ij是所述M个相关系数，并且是独立路径的所述信道相关矩阵。

14.如权利要求13所述的方法，其中，所述相关系数是根据如下公式计算的：

${\mathrm{\ρ}}_{\mathrm{ij}}=\frac{\sin \left({\mathrm{\π\Δ}}_{\mathrm{ij}}\right)\cos \left({\mathrm{\π\β\Δ}}_{\mathrm{ij}}\right)}{{\mathrm{\π\Δ}}_{\mathrm{ij}}(1-4{\mathrm{\β}}^2{\mathrm{\Δ}}_{\mathrm{ij}}^2)},$ 其中， ${\mathrm{\Δ}}_{\mathrm{ij}}=\frac{{\mathrm{\τ}}_i-{\mathrm{\τ}}_j}{T_c},$ T_c是所接收的扩频信号的每个码片的持续时间。

15.一种仿真无线电通信信道的方法，包括下列步骤：

识别路径的数量L，经由所述路径从无线电通信信道接收信号；

对于每条路径，确定平均衰减和相对于所传送无线电信号的第一路径的预定延迟；

根据脉冲整形滤波器对所述接收信号的效应，确定多个相关系数；

根据由脉冲整形滤波器引入的所述相关系数和包括L条路径的每一条的所述平均衰减的信道相关矩阵，形成一矩阵；

对于无线电信道的每一条路径，根据所形成矩阵的特征值来计算零平均值复高斯随机处理的方差；

对于每一条路径，生成与具有所计算的方差的所述零平均值复高斯随机变量成比例的信号分量值；以及

求和对于每条路径所产生的所述信号分量值，以形成经由无线电通信信道接收的信号的表示。

16.一种提供计算机可执行指令的计算机程序，当被装载到数据处理器上时，所述计算机程序配置所述数据处理器，以使所述数据处理器作为如权利要求1到6中的任何一项所述的信号处理装置或者作为如权利要求7到9中的任何一项所述的信道仿真器进行操作。

17.一种具有计算机可执行指令的计算机程序，当被装载到数据处理器上时，所述计算机程序使所述数据处理器执行如权利要求10到15中的任何一项所述的方法。

18.一种具有记录介质的数据载体，其上记录有表示如权利要求16或17所述的计算机程序的指令。

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