CN1491488A - 干扰消除方法和装置 - Google Patents
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Abstract
路径选择单元(105a到105n)将通过从延迟分布中去除除了有效路径外的诸如噪声的信号并仅选择有效路径而得到的信道估计值输出到JD解调单元(106)，并将有效路径接收电平输出到乘法器(108a到108n)。JD解调单元(106)执行联合检测计算，并将线性计算结果与从延迟单元(103)输出的接收信号相乘。分配单元(107)为每个用户分配每个用户的软判决数据。纠错/解码单元(109a到109n)执行对该软判决数据的硬判决，以便得到每个用户的解调数据。
Description
技术领域
本发明涉及干扰消除装置和方法，并且特别涉及一种干扰消除装置和方法，其特别适于与无线接收装置一起使用。
背景技术
典型地，通过去除包括由于多径衰落而带来的干扰、符号间干扰、和多路接入干扰等的各种干扰，来获取解码信号的方法采用联合检测解码。
联合检测解码是利用矩阵运算的解码方法的一个实例。也就是说，在联合检测解码中，使用系统矩阵进行预定的矩阵运算，在该系统矩阵中，以矩阵方式提供各个通信终端(用户)的信道估计值和分配给所述通信终端(用户)的扩频码的卷积运算结果，并且，矩阵运算结果与接收信号的数据部分相乘，以便消除干扰并得到解码数据。因此，如上所述的联合检测解码得到已从其中消除了干扰的解码数据。与RAKE合并相比，联合检测解码的特征在于干扰消除的高性能和解码数据的高可靠性。
但是，使用传统的联合检测装置，当具有高接收电平的信号(即：码、帧)和具有低接收电平的信号(即：码、帧)经受联合检测解码时，结果，它们的信号电平变得实质上相同。这些信号电平并没有反映信号的似然性，并且，当使用将解码结果的大小(scale)用作似然信息的纠错解码方案时，不能提高纠错的精确性。
发明内容
因此，本发明的主要目的之一在于提供一种干扰消除装置和方法，其在纠错解码方案利用联合检测解码结果时，实现了提高的纠错精确性。
为了实现上述目的，执行接收信号的联合检测解码的干扰消除装置使用接收信号的电平作为似然性，并执行纠错，从而实现了提高的接收性能。
附图说明
图1是示出了根据本发明的第一实施例的干扰消除装置的配置的框图；
图2A示出了延迟分布(delay profile)的一个实例；
图2B示出了延迟分布的一个实例；
图3A示出了由该实施例的上述干扰消除装置选择的路径的实例；
图3B示出了由该实施例的上述干扰消除装置选择的路径的实例；
图4示出了上下波动的接收信号的实例；
图5示出了在该实施例的上述干扰消除装置中的联合检测运算的结果的实例；
图6示出了由该实施例的上述干扰消除装置产生的输出的实例；
图7是示出了根据本发明的第二实施例的干扰消除装置的配置的框图；
图8示出了上下波动的接收信号的实例；
图9A示出了在该实施例的上述干扰消除装置中的联合检测运算的结果的实例；
图9B示出了在该实施例的上述干扰消除装置中的联合检测运算的结果的实例；
图10A示出了由该实施例的上述干扰消除装置产生的输出的实例；
图10B示出了由该实施例的上述干扰消除装置产生的输出的实例。
具体实施方式
本发明人通过将注意力集中于以下方面，来实现本即时发明：联合检测运算产生具有相似信号电平的结果，从而使得难以从其信号电平确定信号的似然性，并且，当使用将信号电平用作有关似然性的信息的纠错时，纠错的精确性会下降。
本发明的实质在于：执行接收信号的联合检测解码的干扰消除装置通过将接收信号的电平用作似然性来执行纠错，来提高接收性能。
现在，将参照附图来描述本发明的实施例。
(实施例1)
这里，使用本发明的实施例来描述一种情况，其中，接收信号经受联合检测计算，根据接收电平给运算结果分配权重，并使用接收电平作为似然信息来执行纠错，从而实现提高的接收特性。
图1是示出了根据本发明的第一实施例的干扰消除装置的配置的框图。图1的干扰消除器100包括无线部分101、A/D转换器102、延迟器103、MF部分104a～104n、路径选择器105a～105n、JD解码器106、分配器107、乘法器108a～108n和纠错解码器109a～109n。
参照图1，无线部分101接收无线信号，对其执行诸如转换成基带频率的无线处理，并将接收信号输出到A/D转换器102。A/D转换器102执行接收信号的模数转换，并将其输出到延迟器103和MF部分104a～104n。延迟器103延迟接收信号直到JD解码器106中的处理定时。MF部分104a～104n通过将接收信号与每个信道的扩频码相乘，来分别产生延迟分布，并将其输出到路径选择器105a～105n。
附带地，虽然上述描述示出了包括n个MF部分104a～104n的配置，但是也有可能是单个MF产生n个延迟分布的配置。
从延迟分布中，路径选择器105a～105n丢弃除了与有效路径相对应的那些信号的信号，诸如噪声，并将通过有效路径的选择而获取的信道估计值输出给JD解码器106。此外，路径选择器105a～105n将路径选择器105a～105n中的接收电平输出给乘法器108a～108n。
也可以给路径选择器105a～105n提供用于对延迟分布进行时间平均的部件，以便使得基于平均的延迟分布来进行路径选择。
JD解码器106使用系统矩阵来执行预定的矩阵运算，在该系统矩阵中，以矩阵方式提供各个通信终端(用户)的信道估计值和分配给所述通信终端(用户)的扩频码的卷积运算结果；将运算结果与从延迟器103输出的接收信号相乘；并将已从其中消除了干扰的每个用户的软判决数据输出给分配器107。
从分配器107将软判决数据分配给各个用户，然后，以每个用户为基础输出给乘法器108a～108n。乘法器108a～108n将用户的软判决数据与从路径选择器105a～105n输出的接收电平相乘，从而分配权重，并将其输出到纠错解码器109a～109n。
纠错解码器109a～109n执行对该软判决数据的硬判决，并得到了用户的解码数据#1～解码数据#n。例如，纠错解码器109a～109n执行诸如维特比解码的纠错解码，使用解码结果的大小作为似然信息。
下面，将描述本实施例的干扰消除装置中的信号处理。首先，在MF部分104a～104n中，接收信号与每个信道的扩频码相乘，以便产生延迟分布。图2A和图2B示出了延迟分布的实例。在图2A和图2B中，垂直轴表示接收电平，而水平轴表示时间。
图2A的延迟分布是延迟分布的一个实例，其是通过将接收信号与对应于用户1的扩频码相乘得到的。类似地，图2B的延迟分布是延迟分布的一个实例，其是通过将接收信号与对应于用户2的扩频码相乘得到的。在图2A的延迟分布中，有效路径P210处于时间t211，有效路径P220处于时间t221，有效路径P230处于时间t231，而剩余的是干扰分量和噪声分量。
类似地，在图2B的延迟分布中，有效路径P240处于时间t241，而路径P250处于时间t251。路径选择器105a～105n从示出了包括有效路径的延迟分布的图2A和图2B中选择有效路径。图3A和图3B示出了本实施例的干扰消除装置选择的路径的实例。在图3A和图3B中，垂直轴表示接收电平，而水平轴表示时间。
图3A示出了一种情况，其中，从来自用户1的信道的接收信号中选择有效路径。图3A示出了所选路径，包括：具有接收电平L212的路径P210、具有接收电平L222的路径P220、具有接收电平L232的路径P230。类似地，图3B示出了一种情况，其中，从用户2的信道的接收信号中选择有效路径。在图3B中，选择了具有接收电平L242的路径P240和具有接收电平L252的路径P250。
在路径选择器105a～105n中，计算上述有效路径的信道估计值。然后，JD解码器106通过将系统矩阵应用于信道估计值，来执行预定的矩阵运算，并将矩阵运算结果与接收信号相乘，从而得到解调结果。
在分配器107中，解调结果被分成特定信道解调信号。这些解调信号不包括如图3A和图3B所示的有效路径中所包括的关于接收电平的信息。所以在乘法器108a～108n中，解调信号与接收电平值相乘，并被分配以权重，这样，解调信号反映了接收电平。
例如，解调信号可以在每帧基础上，与所选有效路径的功率总和相乘。再例如，解调信号可以在每帧基础上，与所选有效路径的功率总和的平方根相乘。
接收电平由于衰落而在接收信号之间变化。例如，衰落的影响随诸如接收时间的因素而变化。因此，在好的条件接收的、具有高接收电平的信号和在差的条件接收的、具有低接收电平的信号之间，信号的可靠性不同。通过使用接收电平值的乘法，接收信号反映了关于接收电平的信息，这样，就可以使用诸如维特比解码的纠错解码，其使用调制结果的大小作为似然信息。
图4示出了上下波动的接收信号的实例。在图4中，垂直轴表示接收电平，而水平轴表示时间。在图4中，衰落的影响使得每个信道的信号的接收电平随着时间的变化而上下波动。例如，在采用TDD(时分双工)的通信中，在一帧中设置多个时隙，并复用来自多个信道的信号。在相应的时隙发送特定信道的信号。在第一帧中接收S412，其是从t411开始的接收信号的一个时隙，并且，在第二帧中接收从t421开始的时隙S422，并且类似地接收时隙S432、S442、S452和S462。这里，时隙S412中的信号受衰落的影响小，且其接收电平高。相反，时隙S422中的信号有大的衰落，且其接收电平低。
因此，信号之间的接收电平随接收时间而发生变化，并且信号的似然性也变化。当上述接收信号经受联合检测运算时，就会得到下列结果。图5示出了在本实施例的干扰消除装置中的联合检测运算的结果的实例。在图5中，垂直轴表示信号电平，而水平轴表示接收的帧。如图5所示，联合检测计算的结果实质上处于相同电平，而不考虑接收电平的大小，从而其不能反映接收电平。
解调在t421接收的信号的结果具有低接收电平，因此，解调信号在其上具有噪声。
以每帧为基础，将该联合检测运算结果与每个接收电平值相乘。图6示出了由本实施例的干扰消除装置产生的输出的实例。在图6中，垂直轴表示信号电平，而水平轴表示接收的帧。在图6中，帧1的输出与在图4的时间t411接收的时隙412的信号的接收电平成比例。帧2的输出与在图4的时间t421接收的时隙422的信号的接收电平成比例。
然后，纠错解码器109a～109n使用该信号电平做为软判决值，来执行接收数据的硬判决，并得到各个用户的解调数据#1～解调数据#n。
根据本实施例的干扰消除装置，接收信号的联合检测解码结果给出了反映接收信号的接收电平的结果，因此，当将联合检测解码结果应用于纠错编码时，纠错的精确性提高了。
虽然在上述解释中，在比纠错解码器109a～109n早的阶段给解调结果分配权重，但是不应将其看作是限制，并且可以通过这样的配置，来实现相同的效果：使用与解码结果的大小成比例的值相对应的块，在JD解码器106中执行权重分配。
(实施例2)
这里，使用本发明的第二实施例来描述一种情况，其中，通过以每信道为基础标准化接收信号的信号电平、执行联合检测运算和执行将接收电平用作似然信息的纠错解码，来提高接收性能。
图7是示出了根据本发明的第二实施例的干扰消除装置的配置的框图。给该图中与图1相同的部分分配与图1中的相同的标号，并不再进一步解释。
图7的干扰消除装置包括电平调节器701a～701n、JD解码器702、纠错解码器703，与图1的干扰消除装置的不同之处在于：以每信道为基础标准化将被输入进行联合检测计算的有效路径上的信息。
在图7中，延迟器103延迟接收信号直到随后将要描述的JD解码器106中的处理定时。路径选择器105a～105n丢弃除了与有效路径相对应的那些信号的信号，诸如噪声，并将通过有效路径的选择获取的信道估计值输出给电平调节器701a～701n。而且，路径选择器105a～105n将有效路径的接收信号输出给电平调节器701a～701n。
电平调节器701a～701n根据路径的接收电平，标准化在路径选择器105a～105n中选择的有效路径，并将关于标准化的有效路径的信息输出给JD解码器702。更具体地说，电平调节器701a～701n以每帧为基础，将有效路径除以有效路径的接收电平的和。例如，对于图3A的路径，按下列表达式(1)、(2)、和(3)来标准化P210、P220、P230：
L212′＝L212/(L212+L222+L232) (1)
L222′＝L222/(L212+L222+L232) (2)
L232′＝L232/(L212+L222+L232) (3)
其中，L212′、L222′、L232′分别表示标准化的P210、P220和P230的接收电平。
JD解码器702使用系统矩阵来执行预定的矩阵运算，在该系统矩阵中，以矩阵方式提供各个通信终端(用户)的信道估计值和分配给通信终端(用户)的扩频码的卷积运算结果；将运算结果与从延迟器103输出的接收信号相乘；并将已从其中消除了干扰的每个用户的软判决数据输出给纠错解码器703。纠错解码器703执行对该软判决数据的硬判决，并得到用户的解码数据#1～解码数据#n。例如，纠错解码器703执行诸如维特比解码的纠错解码，其使用解码结果的大小作为似然信息。
下面，将描述本实施例的干扰消除装置中的信号处理。图8示出了上下波动的接收信号的实例。在图8中，垂直轴表示接收电平，而水平轴表示时间。在图8中，衰落的影响使得每个信道的信号的接收电平随着时间的变化而上下波动，其中，使用801表示关于用户1的接收电平的上下波动，而802表示关于用户2的接收电平的上下波动。不像仅说明了一个信道信号的图4，使用图8解释推广到多个信道的情况。
例如，在采用TDD(时分双工)的通信中，在一帧中设置多个时隙，并复用来自多个信道的信号。参照用户1的信道的信号，在第一帧中接收S812，其是从时间t811开始的接收信号的一个时隙，在第二帧中接收从t821开始的时隙S822，并类似地接收时隙S832、S842、S852和S862。
而且，参照用户2的信道的信号，在第一帧中接收S813，其是从时间t811开始的接收信号的一个时隙，在第二帧中接收从t821开始的时隙S823，并类似地接收时隙S833、S843、S853和S863。
这里，时隙S812中的信号受衰落的影响小，且其接收电平高。相反，时隙S822中的信号被大地衰落，且其接收电平低。类似地，时隙S823中的信号有大的衰落，且其接收电平低，相反，时隙S823中的信号受衰落的影响小，且其接收电平高。
因此，从一个信号到另一个信号，接收电平随接收时间而发生变化，并且信号的似然性也变化。当上述接收信号经受联合检测运算时，就会得到下列结果。图9A和图9B示出了在本实施例的干扰消除装置中的联合检测运算的结果的实例。在图9A和图9B中，垂直轴表示信号电平，而水平轴表示接收的帧。图9A示出了与用户1的信道相对应的信号的联合检测运算结果，而图9B示出了与用户2的信道相对应的信号的联合检测运算结果。
如图9A和图9B所示，这些联合检测计算的结果处于将近相同电平，而不管接收电平的大小，从而其不能反映接收电平。参照图9A中的信道1信号，通过帧2示出了解调在t821接收的信号的结果，且低接收电平示出了该解调信号包含噪声。类似地，参照图9B中的信道1的信号，通过帧4示出了解调在t824所接收的信号的结果，且低接收电平示出了解调信号包含噪声。
以每帧为基础，将该联合检测运算结果与接收电平值相乘。图10A和10B示出了由本实施例的上述干扰消除装置产生的输出的实例。在图10A和10B中，垂直轴表示信号电平，而水平轴表示接收的帧。用户1的信道的信号经受联合检测运算，并且其结果与接收电平的值相乘，就变成了如图10A所示的信号。用户2的信道的信号经受联合检测运算，并且其结果与接收电平的值相乘，就变成了如图10B所示的信号。
在图10A中，帧1的输出与在图8的定时t811接收的时隙812的信号的接收电平成比例。帧2的输出与在图8的定时t821接收的时隙822的信号的接收电平成比例。类似地，在图10B中，帧1的输出与在图8的时间t811接收的时隙813的信号的接收电平成比例。帧2的输出与在图8的时间t821接收的时隙823的信号的接收电平成比例。
然后，纠错解码器109a～109n使用该信号电平做为软判决值，来执行接收数据的硬判决，并得到各个用户的解调数据#1～解调数据#n。
从而，本实施例的干扰消除装置将联合检测解码应用于标准化的接收路径电平的接收信号，于是当应用使用联合检测解码结果的纠错解码方案时，提高了纠错的精确性。
此外，第一实施例的干扰消除装置需要简单的运算，诸如将解调结果乘以与接收电平成比例的值。但是，以每符号为基础执行的该乘法产生了大的计算量。第二实施例的干扰消除装置需要用于标准化的较复杂的运算，然而，假设以每时隙为基础使用信道估计值来执行运算，计算量小。
当结合在基站装置和移动台装置中时，本发明的干扰消除装置可以实现相同的效果。
另外，本发明的干扰消除装置可以采用这样的配置，其中，每个上述块是一电路，并且与基带处理相关的该电路被安装于诸如DSP(数字信号处理)和LSI(大规模集成电路)的IC(集成电路)上，并且仍然能实现相同的效果。
通过上述解释，可以明显看出：根据本发明的干扰消除装置和方法，接收信号经受联合检测解码，并且其结果反映了接收信号的接收电平，这样在纠错解码方案使用联合检测解码结果时，纠错的精确性提高了。而且，根据本发明的干扰消除装置和方法，标准化的接收电平的接收信号经受联合检测解码，以便在纠错解码方案使用联合检测解码结果时，提高纠错的精确性。
产业上的可利用性
本发明适用于接收多个通信方发送的信号的通信装置和基站装置。
Claims (11)
1.一种干扰消除装置，包括：
联合检测运算器，其对接收信号执行联合检测运算；和
权重分配器，其给联合检测运算的结果分配权重，该权重是根据接收信号的接收电平而分配的。
2.如权利要求1所述的干扰消除装置，还包括选择器，其选择接收信号中每个信道中的有效路径，其中，所述权重分配器将联合检测运算的结果与有效路径的接收电平值相乘。
3.如权利要求1所述的干扰消除装置，其中，所述权重分配器以每时隙为基础，将联合检测运算的结果与接收信号的接收电平值相乘。
4.一种干扰消除装置，包括：
电平调节器，其标准化信道估计值；和
联合检测运算器，其对标准化的信道估计值执行联合检测运算。
5.如权利要求4所述的干扰消除装置，还包括选择器，其从延迟分布中选择每个信道中的有效路径，其中，所述电平调节器以每信道为基础，标准化有效路径的接收电平值。
6.如权利要求4所述的干扰消除装置，其中，所述电平调节器以每时隙为基础，执行信道估计值标准化。
7.一种基带信号处理集成电路，包括：
如权利要求4的干扰消除装置；
纠错解码器，其对接收信号执行纠错解码，在所述干扰消除装置中已经执行了去除所述接收信号上的噪声和解码所述接收信号。
8.一种包括干扰消除装置的基站装置，所述干扰消除装置包括：
电平调节器，其标准化信道估计值；和
联合检测运算器，其对标准化的信道估计值执行联合检测运算。
9.一种包括干扰消除装置的移动通信装置，所述干扰消除装置包括：
电平调节器，其标准化信道估计值；和
联合检测运算器，其对标准化的信道估计值执行联合检测运算。
10.一种干扰消除方法，包括：
对接收信号执行联合检测运算；和
通过将联合检测运算的结果与接收信号的接收电平相乘，给该结果分配权重。
11.一种干扰消除方法，包括：
标准化信道估计值；和
对标准化的信道估计值执行联合检测运算。
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