CN1490972A - 基于均匀与非均匀调制星座图映射的不等保护混合自动重传请求方法 - Google Patents

Abstract

一种基于均匀与非均匀调制星座图映射的不等保护混合自动重传请求方法，用于调制阶数为M且M＝2^m的正交幅度调制(MQAM)通信系统中。发送端的调制映射和接收端的解映射：采用相同分布特性的星座图，在第一次传输和前m/2－1次重传中，采用均匀星座图，第m/2次及以后的重传中采用非均匀星座图，对调制符号内的两个高位比特提供较高的差错保护；发送端的调制符号内比特不等保护重排：使用m/2个重排和反重排规则，依次在不同的重传次数中循环采用，实现对调制符号内比特的交替保护；接收端的调制符号内比特反重排：针对发送端采用的重排规则进行比特反重排，恢复为发送端比特重排前的比特顺序软值。它提高了接收端解调解映射后的合并软值信号信噪比，有效地减少了分组重传次数，使得系统的吞吐率得以最大化。

Description

基于均匀与非均匀调制星座图映射的不等保护混合自动重传请求方法

所属技术领域

本发明涉及一种无线分组数据传输技术，尤其涉及在正交幅度调制(QAM，QuadratureAmplitude Modulation)通信系统中基于星座图分布调整和调制符号内比特不等差错保护重排的混合自动重传请求(HARQ，Hybrid Automatic Repeat reQuest)传输技术。

背景技术

在数据通信中，前向纠错和自动请求重传是两种基本的差错控制技术，自动重传请求(ARQ，Automatic Repeat reQuest)技术以降低吞吐率为代价来换取可靠性的提高，而前向差错纠正(FEC，Forward Error Correction)技术则通过纠正最常出现的一些错误图样来减少ARQ重传的频度，以降低可靠性为代价来维持一定的吞吐率。结合FEC、ARQ两种差错控制技术各自的特点，将ARQ和FEC两种差错控制方式结合起来使用，构成HARQ系统，可以提供更好的性能，尤其是在时变衰落信道环境。由于ARQ技术所具有的错误重传机制，可以较好地保障数据通信的可靠性，因此HARQ研究的重点一直是在保证系统可靠性要求的前提下，研究提高系统吞吐率的方法，主要从重传机制、编码方案、码率调整以及重传合并方法等方面进行分析研究。重传合并技术充分利用了已有重传码字中的有用信息，并对有用信息进行合并、增强，进而减少重传次数，是一种有效改善系统吞吐率的技术。目前合并技术主要采用Chase合并，是一种基于最大似然译码(maximum likelihood decoding)的合并技术。1993年Turbo码及其实用译码算法的出现，进一步推动了HARQ的研究。Turbo码强纠错能力的引入可以有效地减少ARQ重传次数，从而提高HARQ系统的吞吐率。在第三代移动通信几个主流标准中，Turbo码已被采纳作为高质量业务信道的主流编译码方案，如WCDMA、cdma2000和TD-SCDMA等。

在无线通信中，为了支持更高传输速率，需采用高频谱效率调制技术，随着对高频谱效率通信系统的深入研究，各种非自适应和自适应的高阶正交幅度调制MQAM(M-ary QAM)技术在无线通信中受到了广泛重视。QAM是一种正交调制方式，一般常用的方式为16QAM和64QAM。理想情况下，MQAM的最高频谱利用率为log2M bits/s/Hz。通过改变QAM调制阶数M，可实现变速率数据传输，适应信道时变特性，提高系统频谱效率。然而在采用MQAM调制技术的Turbo编译码的HARQ系统中，由于MQAM调制对每个调制符号中的不同比特提供了不同的差错保护，使接收端解映射后输出的数据具有不等的可靠性，这将降低针对等可靠性数据译码的Turbo码的纠错能力。

在结合调制编码技术的HARQ研究中，文献Shih-Kai Lee，Mao-Chao Lin，“An ARQ SchemeUsing Combined QPSK and BPSK Transmissions，”IEEE Transactions on Communications，Vol.43，No.5，May 1995，pp.1917-1925(斯凯.李，毛桥.林，“一种结合QPSK和BPSK传输的ARQ方案”，IEEE通信汇刊，第43卷，第5期，1995年5月，第1917-1925页)提出了一种四相相移键控(QPSK，Quadrature Phase Shift Keying)和二进制相移键控(BPSK，Binary Phase Shift Keying)相结合的选择重传ARQ方案，即第一次传输采用QPSK调制，重传采用BPSK调制。其理论分析和仿真表明在加性白高斯信道(AWGN，Additive WhiteGaussian Noise)信道下，该方案的吞吐量性能比单纯的QPSK或BPSK调制方式下的性能好，但是该方案仅采用了差错检测过程，而且当第一次采用QPSK调制方式传输时，若两个子码块均出错时，则至少还需两次以上的采用BPSK调制方式的重传。欧洲EP1255368号专利(“在增强型蜂窝通信系统中具有几种调制编码方案的链路自适应的方法”，西门子信息与通信网络公司，2002年11月6日)采用不同的编码调制方法来最大化数据吞吐率。美国US6308294号专利(“采用Turbo码结构的自适应混合ARQ”，美国摩托罗拉公司，2001年10月23日)公布了一种采用Turbo码的混合ARQ的一般结构，在重传中采用不同的编码码率来自适应信道条件，其中所采用的初始码率信息可以明确传给接收端，或接收端通过盲检测获得。

WO 02067491号世界专利(“具有不同星座图重排的混合ARQ方法”，日本Matsushita电子工业有限公司，2002年8月29日)针对16QAM和64QAM调制方式的HARQ系统发明了具有信号星座图重排的HARQ方案，根据QAM调制的不等差错保护特性提出了几个不同的比特到符号映射的均匀星座图，在传输和重传中采用不同的星座图进行调制映射与解映射，使得在接收端经重传合并后送往Turbo译码器输入端的数据具有相同的可靠性，提高HARQ系统的吞吐率。但是这种方法需要收发两端均存储所有的因重传而附加的星座图，为了获得较好的性能，16QAM需采用4个不同的均匀星座图，64QAM需采用6个不同的均匀星座图，较大增加了发送端和接收端的存储容量，同时也不利于接收端进一步采用符号级合并。

发明内容

本发明的目的是提供一种基于均匀与非均匀调制星座图映射的不等保护混合自动重传请求方法。该方法用于调制阶数为M且M＝2^m的正交幅度调制(MQAM)通信系统中，发送端和接收端使用重排规则所需的存储容量小，实现复杂度低，可更加简单有效地提高接收端解映射后的合并软值信号信噪比，减少分组重传次数，使得系统的吞吐率得以最大化，并且有利于进一步采用符号级合并，使系统性能可进一步得到提高。

为解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案是：一种基于均匀与非均匀调制星座图映射的不等保护混合自动重传请求方法，该方法用于调制阶数为M且M＝2^m的正交幅度调制通信系统中，它依次由以下步骤组成：发送端将数据分组进行检错编码、信道编码、发送缓存、比特交织、调制符号内比特不等保护重排、调制映射、调制；接收端进行解调、解映射、调制符号内比特反重排、接收缓存、重传合并、比特解交织、信道纠错译码、差错校验；接收端到发送端的反馈信道，将证实信息(ACK或NACK)反馈至发送端；其特点是：

a、所述的发送端的调制映射和接收端的解映射：采用相同分布特性的星座图，在第一次传输和前m/2-1次重传中，采用均匀星座图，第m/2次及以后的重传中采用非均匀星座图，对调制符号内的两个高位比特提供较高的差错保护；

b、发送端的调制符号内比特不等保护重排：发送端使用m/2个重排和反重排规则，依次在不同的重传次数中循环采用，实现对调制符号内比特的交替保护；接收端的调制符号内比特反重排：针对发送端采用的重排规则进行比特反重排，将解映射输出的比特软值序列重新排序，恢复为发送端比特重排前的比特顺序软值。

本发明的有益效果是：发送端在调制映射之前，先进行调制符号内比特不等保护重排，调制映射时交替采用均匀星座和非均匀星座，在前m/2次传输中，采用均匀星座，若仍然不能正确传输分组，则后续的重传中系统便采用非均匀星座图，以更高的差错保护传输调制符号内的两个高位比特，获得较高的性能增益。因此本发明仅采用两个不同分布特性的星座图，即均匀星座和非均匀星座，其比特与符号之间的映射关系相同，结合发送端的调制符号内比特不等保护重排和接收端的调制符号内比特反重排，可以更加简单有效地提高接收端解映射后的合并软值信号信噪比，减少分组重传次数，使得系统的吞吐率得以最大化，经过仿真分析验证该方法的性能比现有采用4个(调制阶数M为16，m为4的正交幅度调制方式，16QAM)或6个(调制阶数M为64，m为6的正交幅度调制方式，64QAM)均匀星座图重排的混合ARQ方法性能更好；另外，本发明中发送端和接收端仅需存储需较少容量的重排规则，实现复杂度低，并且有利于进一步采用符号级合并，使系统性能可进一步得到提高。

当正交幅度调制通信系统的调制阶数M为16，m为4时，发送端的调制映射和接收端的解映射，每m个即每4个经调制符号内比特不等保护重排后的比特{c4，c3，c2，c1}映射为一个16正交幅度调制(16QAM)符号；数据分组在第一次传输和第一次重传时，发送端调制映射和接收端解调映射采用均匀星座，对重排后的两个高位比特c4和c3提供较高差错保护；在第二次及以后的重传，采用非均匀星座，对重排后的两个高位比特c4和c3提供更高的差错保护。所用的非均匀星座图中，其重排后的两个高位比特c4和c3相同的4个星座点重合在一起，该4个星座点之间的距离为零；该重排后的两个高位比特c4和c3不同的相邻星座点之间的距离相等。

发送端的调制符号内比特不等保护重排和接收端的调制符号内比特反重排，使用两个重排和反重排规则：发送端的调制符号内比特不等保护重排：将重排前的每m个即每4个比特进行重排，重排前先将每4个比特按从高位到低位的顺序依次排列为b4，b3，b2，b1，同一分组在奇次传输时，保持原比特顺序不变，对重排前的两个高位比特b4，b3提供较强的差错保护，偶次传输时，将每4个比特b4，b3，b2，b1重排为b2，b1，b4，b3，对重排前的两个低位比特比特b2，b1提供较强的差错保护；接收端的调制符号内比特反重排：针对发送端采用的重排规则进行比特反重排，将解映射输出的比特软值序列重新排序，恢复为发送端比特重排前的比特顺序软值，即奇次传输时，保持原比特顺序不变，偶次传输时，将每4个解映射输出的比特软值按从高位到低位的顺序依次排列为b’2，b’1，b’4，b’3，反重排为发送端重排前的比特顺序b’4，b’3，b’2，b’1。

由于调制阶数M为16，m为4的正交幅度调制方式即16QAM调制方式具有两级不等差错保护，每4个重排后的比特{c4，c3，c2，c1}映射为一个16QAM符号，对重排后的两个高位比特c4和c3提供较高的差错保护，对重排后的两个低位比特c2和c1提供较低的差错保护，在均匀星座图中，相邻星座点之间的距离相等，对两个高位比特c4和c3的差错保护略高于对两个低位比特c2和c1的差错保护，而采用所述方法的非均匀星座图中，是以降低对两个低位比特c2和c1的差错保护，来获取对两个高位比特c4和c3的更高的差错保护。

对应于16QAM调制方式的两级不等差错保护特性，在发送端调制映射前和接收端解映射后，采用两个重排和反重排规则，交替对两个高位比特和两个低位比特提高较强的差错保护，使得接收端重传合并后的各个比特软值的可靠性提高，并具有相同的可靠性，提高信道译码器的译码能力。本发明用两个不同分布特性的星座图(即均匀星座和非均匀星座)和两个重排和反重排规则比现有采用4个均匀星座图重排的方法更加简单方便，性能更好。

同样，当通信系统是调制阶数M为64，m为6的正交幅度调制即64QAM通信系统时，  采用类似的方法可获得更好的性能改善。发送端的调制映射和接收端的解映射：每m个即每6个经调制符号内比特不等保护重排后的比特{c6，c5，c4，c 3，c2，c1}映射为一个64正交幅度调制符号64QAM符号；数据分组在第一次传输、第一次重传和第二次重传时，发送端调制映射和接收端解调映射采用均匀星座，对重排后的两个高位比特c6和c5提供较高差错保护；在第三次及以后的重传，采用非均匀星座，对重排后的两个高位比特c6和c5提供更高差错保护。所采用的非均匀星座图中，其重排后的两个高位比特c6和c5相同的16个星座点重合在一起，该16个星座点之间的距离为零；该重排后的两个高位比特c6和c5不同的相邻星座点之间的距离相等。

发送端的调制符号内比特不等保护重排和接收端的调制符号内比特反重排，使用三个重排和反重排规则：发送端的调制符号内比特不等保护重排：将重排前的每m个即每6个比特进行重排，重排前先将每6个比特按从高位到低位的顺序依次排列为b6，b5，b4，b3，b2，b1，同一分组在第一次传输时，保持原比特顺序不变，对重排前的两个高位比特b6，b5提供较强的差错保护，重排前的两个中位比特b4，b3提供中等的差错保护，重排前的两个低位比特比特b2，b1提供较低的差错保护；第二次传输时，将每6个比特b6，b5，b4，b3，b2，b1重排为b4，b3，b2，b1，b6，b5，对比特b4，b3提供较强的差错保护，比特b2，b1提供中等的差错保护，比特b6，b5提供较低的差错保护；第三次传输时，将每6个比特b6，b5，b4，b3，b2，b1重排为b2，b1，b6，b5，b4，b3，对重排前的两个低位比特b2，b1提供较强的差错保护，重排前的两个高位比特b6，b5提供中等的差错保护，重排前的两个中位比特b4，b3提供较低的差错保护；后续的传输，依次循环采用以上三个重排规则。

接收端的调制符号内比特反重排：针对发送端采用的重排规则进行比特反重排，将解映射输出的比特软值序列重新排序，恢复为发送端比特重排前的比特顺序软值，即第一次传输时，保持原比特顺序不变；第二次传输时，将每6个解映射输出的比特软值按从高位到低位的顺序依次排列为b’4，b’3，b’2，b’1，b’6，b’5，反重排为发送端重排前的比特顺序b’6，b’5，b’4，b’3，b’2，b’1；第三次传输时，将每6个解映射输出的比特软值按从高位到低位的顺序依次排列为b’2，b’1，b’6，b’5，b’4，b’3，发送端重排前的比特顺序b’6，b’5，b’4，b’3，b’2，b’1；后续的传输，依次循环采用以上三个反重排规则。

64QAM调制方式具有三级不等差错保护，每6个重排后的比特{c6，c5，c4，c3，c2，c1}映射为一个64QAM符号，对重排后的两个高位比特c6和c5提供较高的差错保护，对重排后的两个中位比特c4和c3提供中等的差错保护，对重排后的两个低位比特c2和c1提供较低的差错保护，在均匀星座图中，相邻星座点之间的距离相等，因此对各比特的差错保护相差不大，而采用所述方法的非均匀星座图中，是以降低对四个低位比特c4，c3，c2，c1的差错保护，来获取对两个高位比特c6和c5的更高的差错保护。

对应于64QAM调制方式的三级不等差错保护特性，在发送端调制映射前和接收端解映射后，采用三个重排和反重排规则，交替对两个高位比特、两个中间比特和两个低位比特提高较强的差错保护，使得接收端重传合并后的各个比特软值的可靠性提高，并具有相同的可靠性，提高信道译码器的译码能力。本发明用两个不同分布特性的星座图(即均匀星座和非均匀星座)和三个重排和反重排规则比现有采用6个均匀星座图重排的方法更加简单方便，性能更好。

附图说明

下面结合具体实施方式对本发明作进一步详细描述。

图1是基于MQAM调制星座图分布特性调整的不等保护HARQ系统结构。

图2是采用Gray编码的16QAM均匀星座图。

图3是采用Gray编码的且Δ1＝Δ2＝0.707时的16QAM非均匀星座图。

图4是采用Gray编码的64QAM均匀星座图。

图5是采用Gray编码的且Δ1＝Δ2＝Δ3＝Δ4＝0.707时的64QAM非均匀星座图。

图6是基于MQAM调制星座图分布特性调整的不等保护HARQ系统发送流程。

图7是基于MQAM调制星座图分布特性调整的不等保护HARQ系统接收流程。

具体实施方式

实施例一

图1示出，本实施例用于调制阶数M为16，m为4的正交幅度调制(16QAM)通信系统中，其方法由以下步骤组成：发送端将数据分组进行检错编码、信道编码、发送缓存、比特交织、调制符号内比特不等保护重排、调制映射、调制；接收端进行解调、解映射、调制符号内比特反重排、接收缓存、重传合并、比特解交织、信道纠错译码、差错校验；接收端到发送端的反馈信道，将证实信息ACK或NACK反馈至发送端。

图2示出，发送端的调制映射和接收端的解映射，每m个即每4个经调制符号内比特不等保护重排后的比特c4，c3，c2，c1映射为一个16正交幅度调制16QAM符号；数据分组在第一次传输和第一次重传时，发送端调制映射和接收端解调映射采用均匀星座，对重排后的两个高位比特c4和c3提供较高差错保护；图3示出在第二次及以后的重传，采用非均匀星座，对重排后的两个高位比特c4和c3提供更高的差错保护。所用的非均匀星座图中，其重排后的两个高位比特c4和c3相同的4个星座点重合在一起，该4个星座点之间的距离为零；该重排后的两个高位比特c4和c3不同的相邻星座点之间的距离相等。

发送端的调制符号内比特不等保护重排和接收端的调制符号内比特反重排，使用两个重排和反重排规则：发送端的调制符号内比特不等保护重排：将重排前的每m个即每4个比特进行重排，重排前先将每4个比特按从高位到低位的顺序依次排列为b4，b3，b2，b1，同一分组在奇次传输时，保持原比特顺序不变，对重排前的两个高位比特b4，b3提供较强的差错保护，偶次传输时，将每4个比特b4，b3，b2，b1重排为b2，b1，b4，b3，对重排前的两个低位比特比特b2，b1提供较强的差错保护；接收端的调制符号内比特反重排针对发送端采用的重排规则进行比特反重排，将解映射输出的比特软值序列重新排序，恢复为发送端比特重排前的比特顺序软值，即奇次传输时，保持原比特顺序不变，偶次传输时，将每4个解映射输出的比特软值按从高位到低位的顺序依次排列为b’₂，b’₁，b’₄，b’₃，反重排为发送端重排前的比特顺序b’₄，b’₃，b’₂，b’₁。

其比特不等差错保护重排规则和星座图分布调整方法如表2所示，发送端根据反馈的NACK信号计算同一分组的传输次数，获取两类传输次数信息：一类是判断是奇数次传输还是偶数次传输，来控制调制符号内比特不等保护重排；另一类是判断分组是否是第三次以后的传输(即第二次以后的重传)，来控制调制星座图分布特性的调整。

具体来讲，在调制映射时，每m个即每4个重排后的比特C＝{c₄，c₃，c₂，c₁}映射为一个16QAM复数符号Z＝{Z_I，Z_Q}，Z_I，Z_Q∈{±Δ₁，±Δ₂}。Z_I由送往同相I支路的两个比特c₂和c₄映射，Z_Q由送往正交Q支路的两个比特c₁和c₃映射。由于星座图的对称性，I支路的c₄c₂(c₄为高位比特，c₂为低位比特)和Q支路的c₃c₁(c₃为高位比特，c₁为低位比特)均分别按Gray编码将比特01，00，10，11映射为-Δ₂、-Δ₁、Δ₁和Δ₂。其中，通过调整Δ₁和Δ₂取值来调整星座图的分布特性，为了使星座图的平均符号能量保持为1，要求Δ₁ ²+Δ₂ ²＝1。因此当Δ₂＝2Δ₁，即Δ₁＝0.3162，Δ₂＝0.9486时，任意两个相邻星座点之间的距离相等，调制星座图为均匀星座，如图2所示。当Δ₁≠0.3162时，调制星座图中任意两个星座点之间的距离将不完全相等，星座图为非均匀星座。特别当Δ₁＝0.707时，Δ₂＝0.707，高位比特c₄和c₃相同的4个星座点重合在一起(即图3中的00xx、01xx、10xx、11xx对应的星座点都是四个重叠在一起的点)，这些星座点之间的距离为零；高位比特c₄和c₃不同的相邻星座点之间的距离相等。00xx表示4个比特序列0000、0001、0010、0011分别映射为4个16QAM复数符号，其值均为(0.707+j0.707)，它们之间的距离为零；01xx表示4个比特序列0100、0101、0110、0111分别映射为4个16QAM复数符号，其值均为(0.707-j0.707)，它们之间的距离为零；10xx表示4个比特序列1000、1001、1010、1011分别映射为4个16QAM复数符号，其值均为(-0.707+j0.707)，它们之间的距离为零；11xx表示4个比特序列1100、1101、1110、1111分别映射为4个16QAM复数符号，其值均为(-0.707-j0.707)，它们之间的距离为零；而00xx、01xx、10xx、11xx对应的相邻星座点之间的距离相等，均为2，如图3所示。

由于对称性，同相I支路和正交Q支路的比特映射与解映射是相同的，因此I支路和Q支路的误比特性能是一样的，16QAM的平均误比特率BER等于I支路或Q支路的BER。附图2中同时也表明了对每个比特解映射时的判决门限，显然每支路的高位比特c₃(或c₄)比低位比特c₁(或c₂)具有更好的误码性能。

在AWGN信道下，高位比特的误比特率为：

$P_1\left(E\right)=\frac{1}{2}\text{Q}\left(\frac{{\mathrm{\Δ}}_2}{{\mathrm{\σ}}_n}\right)+\frac{1}{2}\text{Q}\left(\frac{{\mathrm{\Δ}}_1}{{\mathrm{\σ}}_n}\right)$

低位比特的误比特率为：

$P_2\left(E\right)=Q\left(\frac{{\mathrm{\Δ}}_2-{\mathrm{\Δ}}_1}{2{\mathrm{\σ}}_n}\right)-\frac{1}{2}Q\left(\frac{{\mathrm{\Δ}}_1+3{\mathrm{\Δ}}_2}{2{\mathrm{\σ}}_n}\right)+\frac{1}{2}Q\left(\frac{3{\mathrm{\Δ}}_1+{\text{\Δ}}_2}{2{\mathrm{\σ}}_n}\right)$

式中，σ_n ²＝N_o/2为AWGN的方差。

在调整星座图分布特性时，星座图的平均符号能量保持1不变，即：E_s＝1因此接收端信号的信噪比为：

$\frac{S}{N}=\frac{2E_s}{N_o}=\frac{1}{{\mathrm{\σ}}_n^2}$

${\mathrm{\σ}}_n=\sqrt{\frac{1}{\frac{2E_s}{N_{\text{o}}}}}=\sqrt{\frac{1}{8\·\left(\frac{E_b}{N_o}\right)}}$

分析以上表达式可知，I支路和Q支路中的高位比特的误码率低于低位比特的误码率；在保持 ${\mathrm{\Δ}}_1^2+{\mathrm{\Δ}}_2^2=1$ 但Δ₁≠0.3162时，星座图为非均匀星座图，随着Eb/No的增加，其高位比特的误码率与低位比特的误码率的差值增大；当Δ₁＞0.3162时，高位比特比均匀星座中的高位比特具有较强的差错保护。当Δ₁＝0.707时，Δ₂＝0.707，对于两个高位比特，由于增加了两个高位比特不同的相邻点之间的平均距离，因此高位比特具有更强的差错保护。

因此，采用非均匀星座可以对调制符号比特在中的两个高位比特提供更强的差错保护，若将这一特性应用到HARQ系统中，通过在重传中改变调制星座图的分布特性，对部分比特提供更强差错保护，将有效减少HARQ的重传次数，增大系统吞吐率。

为了对调制符号内的四个比特的交替进行保护，采用如表1所示的调制符号内比特不等差错保护重新排序规则，这里仅考虑两次重排规则，其优势就在于在调制之前，仍然可以方便采用符号级合并，以便获得进一步的性能增益。

      表1  16QAM比特不等差错保护重新排序规则

传输次数	输入比特	比特不等差错保护重排规则	符号内比特重排输出	说明
					奇次传输	b4，b3，b2，b1	保持原比特顺序	c4，c3，c2，c1即(b4，b3，b2，b1)	使比特b4，b3具有较强的可靠性
偶次传输	b4，b3，b2，b1	b1b3，b2b4	c4，c3，c2，c1即(b2，b1，b4，b3)	使比特b2，b1具有较强的可靠性

则在接收端经16QAM解映射后输出的软比特值为：

$c_4^{\′}=\mathrm{LLR}\left(c_{I,1}\right)=\frac{|\mathrm{\α}{e}^{\mathrm{j\θ}}{|}^2}{4}\left\{\underset{\mathrm{\β}\∈S_{I,1}^{\left(0\right)}}{\min }\right|{\text{r}}_d-\mathrm{\β}{|}^2-\underset{\mathrm{\β}\∈S_{I,1}^{\left(1\right)}}{\min }|r_d-\mathrm{\β}{|}^2\}$

$c_3^{\′}=\mathrm{LLR}\left({\text{c}}_{Q,1}\right)=\frac{|\mathrm{\α}{e}^{\mathrm{j\θ}}{|}^2}{4}\left\{\underset{\mathrm{\β}\∈S_{Q,1}^{\left(0\right)}}{\min }\right|r_d-\mathrm{\β}{|}^2-\underset{\mathrm{\β}\∈S_{Q,1}^{\left(1\right)}}{\min }|r_d-\mathrm{\β}{|}^2\}$

$c_2^{\′}=\mathrm{LLR}\left(c_{I,2}\right)=\frac{|\mathrm{\α}{e}^{\mathrm{j\θ}}{|}^2}{4}\left\{\underset{\mathrm{\β}\∈S_{I,2}^{\left(0\right)}}{\min }\right|r_d-\mathrm{\β}{|}^2-\underset{\mathrm{\β}\∈S_{I,2}^{\left(1\right)}}{\min }|r_d-\mathrm{\β}{|}^2\}$

$c_1^{\′}=\mathrm{LLR}\left(c_{Q,2}\right)=\frac{|\mathrm{\α}{e}^{\mathrm{j\θ}}{|}^2}{4}\left\{\underset{\mathrm{\β}\∈S_{Q,2}^{\left(0\right)}}{\min }\right|r_d-\mathrm{\β}{|}^2-\underset{\mathrm{\β}\∈S_{Q,2}^{\left(1\right)}}{\min }|r_d-\mathrm{\β}{|}^2\}$

经符号内比特重排，恢复原比特序列顺序，对应输出的软比特值为：

因此经j次传输合并后输出的第i个软比特值b″_i，j为：

其中L-1为最大重传次数，c′_i，0＝0。

上式为经(j-1)次重传合并后输出的第i个软比特值b″_i，j，显然若不经过调制符号内比特重排，则b″_4，j、b″_3，j始终具有高可靠性软值，而b″_2，j、b″_1，j始终具有低可靠性软值；若采用调制符号内比特重排，则只要经过两次传输(即经过一次重传)后，每个合并后的比特的可靠性将得到平衡和提高。这样的软比特值送入信道译码器后，也将进一步提高信道译码器的纠错能力。

在发送端调制映射和接收端解映射时，采用如表2所示的星座图分布调整方法，分组在第一次传输和第一次重传采用Δ₁＝0.3162和Δ₂＝0.9486均匀星座(如图2所示)，对比特b₄和b₃提供较高差错保护；如果接收仍然有错，则在第二次及以后的重传，采用Δ₁＝Δ₂＝0.707的非均匀星座(如图3所示)，对比特b₄和b₃提供更高的差错保护。

表2  16QAM比特不等差错保护重排规则和星座图分布调整方法

传输次数	输入比特	比特不等差错保护重排规则	星座图分布调整方法	说明
					1	b4，b3，b2，b1	规则1：保持原比特顺序	均匀星座(如图2)Δ1＝0.3162Δ2＝0.9487	比特b4，b3具有较强的可靠性
2	b4，b3，b2，b1	规则2：b1b3，b2b4	比特b2，b1具有较强的可靠性
				3	b4，b3，b2，b1	规则1：保持原比特顺序	非均匀星座(如图3)Δ1＝0.707Δ2＝0.707		比特b4，b3具有最大的可靠性
4	b4，b3，b2，b1	规则2：b1b3，b2 b4	比特b2，b1具有最大的可靠性
				后续重传	按照传输次数3-4循环

上述实例是在星座图的平均符号能量保持为1，Δ₁ ²+Δ₂ ²＝1的情况下得到的，当然星座图的平均符号能量保持也可为其它除1以外的常数，则要求Δ₁ ²+Δ₂ ²＝常数，同样可以推出相应的星座点取值，即Δ₁和Δ₂的值。

实施例二

图1示出，实施例二用于调制阶数M为64，m为6的正交幅度调制通信系统即64QAM通信系统中，其方法由以下步骤组成：发送端将数据分组进行检错编码、信道编码、发送缓存、比特交织、调制符号内比特不等保护重排、调制映射、调制；接收端进行解调、解映射、调制符号内比特反重排、接收缓存、重传合并、比特解交织、信道纠错译码、差错校验；接收端到发送端的反馈信道，将证实信息ACK或NACK反馈至发送端。

图4示出，发送端的调制映射和接收端的解映射，每m个即每6个经调制符号内比特不等保护重排后的比特c₆，c₅，c₄，c₃，c₂，c₁映射为一个64正交幅度调制符号即64QAM符号；数据分组在第一次传输、第一次重传和第二次重传时，发送端调制映射和接收端解调映射采用均匀星座，对重排后的两个高位比特c₆和c₅提供较高差错保护；图5示出，在第三次及以后的重传，采用非均匀星座，对重排后的两个高位比特c₆和c₅提供更高差错保护。所采用的非均匀星座图中，其重排后的两个高位比特c₆和c5相同的16个星座点重合在一起，该16个星座点之间的距离为零；该重排后的两个高位比特c₆和c5不同的相邻星座点之间的距离相等。

发送端的调制符号内比特不等保护重排和接收端的调制符号内比特反重排，使用三个重排和反重排规则：发送端的调制符号内比特不等保护重排：将重排前的每m个即每6个比特进行重排，重排前先将每6个比特按从高位到低位的顺序依次排列为b₆，b₅，b₄，b₃，b₂，b₁，同一分组在第一次传输时，保持原比特顺序不变，对重排前的两个高位比特b6，b5提供较强的差错保护，重排前的两个中位比特b4，b3提供中等的差错保护，重排前的两个低位比特比特b2，b1提供较低的差错保护；第二次传输时，将每6个比特b₆，b₅，b₄，b₃，b₂，b₁重排为b₄，b₃，b₂，b₁，b₆，b₅，对比特b4，b3提供较强的差错保护，比特b2，b1提供中等的差错保护，比特b₆，b₅提供较低的差错保护；第三次传输时，将每6个比特b₆，b₅，b₄，b₃，b₂，b₁重排为b₂，b₁，b₆，b₅，b₄，b₃，对重排前的两个低位比特b2，b1提供较强的差错保护，重排前的两个高位比特b₆，b₅提供中等的差错保护，重排前的两个中位比特b4，b3提供较低的差错保护；后续的传输，依次循环采用以上三个重排规则。

接收端的调制符号内比特反重排：针对发送端采用的重排规则进行比特反重排，将解映射输出的比特软值序列重新排序，恢复为发送端比特重排前的比特顺序软值，即第一次传输时，保持原比特顺序不变；第二次传输时，将每6个解映射输出的比特软值按从高位到低位的顺序依次排列为b’₄，b’₃，b’₂，b’₁，b’₆，b’₅，反重排为发送端重排前的比特顺序b’₆，b’₅，b’₄，b’₃，b’₂，b’₁；第三次传输时，将每6个解映射输出的比特软值按从高位到低位的顺序依次排列为b’₂，b’₁，b’₆，b’₅，b’₄，b’₃，发送端重排前的比特顺序b’₆，b’₅，b’₄，b’₃，b’₂，b’₁；后续的传输，依次循环采用以上三个反重排规则。

其比特不等差错保护重排规则和星座图分布调整方法如表3所示。发送端根据反馈的NACK信号计算同一分组的传输次数，同样获取两类传输次数信息：一类是将传输次数进行模三运算后，来控制调制符号内比特不等保护重排，若模三运算结果为0时，表示是第一次传输；若模三运算结果为1时，表示是第二次传输，即第一次重传；若模三结果为2时，表示是第三次传输，即第二次重传；另一类是判断分组是否是第六次以后的传输(即第五次以后的重传)，来控制调制星座图分布特性的调整。

具体来讲，在调制映射时，每6个重排后的比特C＝{c₆，c₅，c₄，c₃，c₂，c₁}映射为一个64QAM复数符号Z＝{Z_I，Z_Q}，Z_I，Z_Q ∈{±Δ₁，±Δ₂，±Δ₃，±Δ₄}。Z_I由送往同相I支路三个比特c₆，c₄，c₂映射，Z_Q由送往正交Q支路的三个比特c₅，c₃，c₁映射。由于星座图的对称性，I支路的c₆，c₄，c₂(c₆为高位比特，c₂为低位比特)和Q支路的c₅，c₃，c₁(c₅为高位比特，c₁为低位比特)均分别按Gray编码将比特111，110，101，001，000，010，011映射为-Δ₄、-Δ₃、-Δ₂、-Δ₁、Δ₁、Δ₂、Δ₃、Δ₄，其中，通过调整Δ₁、Δ₂、Δ₃和Δ₄的取值来调整星座图的分布特性，为了使星座图的平均符号能量保持为1，要求 ${\mathrm{\Δ}}_1^2+{\mathrm{\Δ}}_2^2+{\mathrm{\Δ}}_3^2+{\mathrm{\Δ}}_4^2=2$ 。当Δ₁＝0.154，Δ₂＝0.463，Δ₃＝0.771，Δ₄＝1.08时，任意两个相邻星座点之间的距离相等，调制星座图为均匀星座；其余取值将构成非均匀星座。特别当Δ₁＝Δ₂＝Δ₃＝Δ₄＝0.707时，高位比特c₆和c₅相同的16个星座点重合在一起(即图5中的00xxxx、01xxxx、10xxxx、11xxxx对应的星座点都是16个重叠在一起的点)，这些星座点之间的距离为零；高位比特c₆和c₅不同的相邻星座点之间的距离相等。即00xxxx表示16个比特序列000000(001111分别映射为16个16QAM复数符号，其值均为(0.707+j0.707)，它们之间的距离为零；01xxxx表示16个比特序列010000(011111分别映射为16个16QAM复数符号，其值均为(0.707-j0.707)，它们之间的距离为零；01xxxx表示16个比特序列010000(011111分别映射为16个16QAM复数符号，其值均为(-0.707+j0.707)，它们之间的距离为零；11xxxx表示16个比特序列110000(111111分别映射为16个16QAM复数符号，其值均为(-0.707-j0.707)，它们之间的距离为零；而00xxxx、01xxxx、10xxxx、11xxxx对应的相邻星座点之间的距离相等，均为2。同样，由于对称性，I支路和Q支路的误比特性能是一样的，高位比特的误比特率为：

$P_1\left(E\right)=\frac{1}{4}\text{Q}\left(\frac{{\mathrm{\Δ}}_4}{{\mathrm{\σ}}_n}\right)+\frac{1}{4}Q\left(\frac{{\mathrm{\Δ}}_3}{{\mathrm{\σ}}_n}\right)+\frac{1}{4}Q\left(\frac{{\mathrm{\Δ}}_2}{{\mathrm{\σ}}_n}\right)+\frac{1}{4}Q\left(\frac{{\mathrm{\Δ}}_1}{{\mathrm{\σ}}_n}\right)$

相对于Δ₁＝0.154，Δ₂＝0.463，Δ₃＝0.771，Δ₄＝1.08的均匀星座，当Δ₁＝Δ₂＝Δ₃＝Δ₄＝0.707时，由于增加了两个高位比特不同的相邻点之间的平均距离，因此高位比特具有更强的差错保护。

因此，在HARQ系统中，通过在重传中改变调制星座图的分布特性，对部分比特提供更强差错保护，将有效减少HARQ的重传次数，增大系统吞吐率。

  表3 64QAM比特不等差错保护重排规则和星座图分布调整方法

传输次数	□□□□	比特不等差错保护重排规则	星座图分布调整方法	说明
					1	B6，b5，b4，b3，b2，b1	规则1：保持原比特顺序	均匀星座(如图4)Δ1＝0.154Δ2＝0.463Δ3＝0.771Δ4＝1.08	比特b6，b5具有较强的可靠性比特b4，b3具有中等的可靠性比特b2，b1具有较低的可靠性
2	B6，b5，b4，b3，b2，b1	规则2：b4，b3，b2，b1，b6，b5	比特b4，b3具有较强的可靠性比特b2，b1具有中等的可靠性比特b6，b5具有较低的可靠性
				3	B6，b5，b4，b3，b2，b1	规则3：b2，b1，b6，b5，b4，b3	比特b2，b1具有较强的可靠性比特b6，b5具有中等的可靠性比特b4，b3具有较低的可靠性
4	按照传输次数1-3循环		非均匀星座(如图5)Δ1＝Δ2＝0.707Δ3＝Δ4＝0.707						比特b6，b5具有更强的可靠性比特b4，b3具有较强的可靠性
				5	比特b4，b3具有更强的可靠性比特b2，b1具有较强的可靠性
6						比特b2，b1具有更强的可靠性比特b6，b5具有较强的可靠性
				后续重传	按照传输次数4-5循环

上述实例是在星座图的平均符号能量保持为1， ${\mathrm{\Δ}}_1^2+{\mathrm{\Δ}}_2^2+{\mathrm{\Δ}}_3^2+{\mathrm{\Δ}}_4^2=2$ 的情况下得到的，当然星座图的平均符号能量保持也可为其它除1以外的常数，则要求 常数，同样可以推出相应的星座点取值，即Δ₁、Δ₂、Δ₃和Δ₄的值。

本发明除了用于16QAM和64QAM的上述两种具体实施例外，也可用于其它调制阶数为M(如128)且M＝2^m的正交幅度调制通信系统，其一般的系统框图如图1所示，工作过程为：

发送端将数据分组进行检错编码、信道编码、发送缓存、比特交织、调制符号内比特不等保护重排、调制映射、调制；接收端进行解调、解映射、调制符号内比特反重排、接收缓存、重传合并、比特解交织、信道纠错译码、差错校验；接收端到发送端的反馈信道，将证实信息ACK或NACK反馈至发送端。其发送和接收流程分别如图6和7所示。

图6示出、在发送端，信道编码将添加了检错编码信息的数据分组按一定的码率编码后缓存，根据接收端反馈的证实信息(ACK或NACK)计算重传次数，并确定需传输或重传的分组；若接收到的是ACK信号，重传次数为0，传输新的分组，同时将已正确传输的分组数据从发送缓存器中清除；若接收到的是NACK信号，重传次数加1，则从发送缓存器中重传该分组；然后根据重传次数信息选择一种调制符号内比特不等保护重排规则将序列b重新排序输出序列c；调制映射时，星座图采用典型的Gray编码映射，根据重传次数信息调整星座图的分布，交替使用均匀和非均匀星座图进行调制映射。

图7示出、在接收端，接收到的有扰信号经过衰落补偿后，采用与发送端对应的均匀或非均匀星座进行解映射，输出比特软值c’，再进行调制符号内比特反重排输出原比特顺序软值b’，然后与接收缓存中的包含错误信息的分组合并后送往信道译码器，经信道译码后，再对其进行差错校验；若差错校验无错误，则将数据信息送往信宿，并向发送端反馈ACK信号，提示发送端传输新的数据分组；若有错误，则向发送端反馈NACK信号，请求发送端重传分组。

其中，在发送端的调制映射和接收端的解映射中，采用相同分布特性的星座图，在第一次传输和前m/2-1次重传中，采用均匀星座图，第m/2次及以后的重传中采用非均匀星座图，对调制符号内的两个高位比特提供较高的差错保护。

在发送端的调制符号内比特不等保护重排和接收端的调制符号内比特反重排中，发送端使用m/2个重排和反重排规则，依次在不同的重传次数中循环采用，实现对调制符号内比特的交替保护；接收端在解调解映射后，针对发送端采用的重排规则进行比特反重排，将解映射输出的比特软值序列重新排序，恢复为发送端比特重排前的比特顺序软值。

设b＝{b_m，b_m-1，…，b₁}表示比特交织器输出的比特序列，经调制符号内比特不等差错保护排序，对要映射成一个MQAM符号的m个比特按一定的关系重新排序，使重排后的比特序列调整为c＝{c_m，c_m-1，…，c₁}。经重排后的序列c＝{c_m，c_m-1，…，c₁}中的奇数比特序列c_Q＝{c_m-1，…c₃，c₁}＝{c_Q，k，k＝1，m/2}送往正交Q支路，偶数比特序列c₁＝{c_m，…c₄，c₂}＝{c_I，k，k＝1，m/2}送往同相I支路，通过Gray编码的均匀或非均匀星座映射成复数MQAM符号。

在系统接收端，接收到的信号为：

r＝zαe^jθ+n

其中z表示复数MQAM符号，αe^jθ为信道衰落，n为方差为σ_n ²＝N_o/2的AWGN。

假设理想的信道估计，则经过衰落补偿后的信号为：

$r_d=z+\frac{n}{{\mathrm{\αe}}^{\mathrm{j\θ}}}=z+n^{\′}$

其中n’仍为方差为σ^′2＝σ_n ²/|αe^jθ|²的复数AWGN。

MQAM解映射利用近似对数似然比函数将MQAM符号解映射为软比特值序列c’＝{c’_m，c’_m-1，…，c’₁}输出，经调制符号内比特反重排，还原为与发送端重排前相同的比特顺序b’＝{b’_m，b’_m-1，…，b’₁}，通过重传合并后，作为信道译码的软输入。

令S_I，k ⁽⁰⁾表示MQAM星座图中同相支路第k个比特为0的区域，S_I，k ⁽¹⁾表示为1的区域，S_Q，k ⁽⁰⁾表示MQAM星座图中正交支路第k个比特为0的区域，S_Q，k ⁽¹⁾表示为1的区域，则MQAM解映射输出的软比特值通过下式计算：

$\mathrm{LLR}\left(c_{I,k}\right)=\frac{|\mathrm{\α}{e}^{\mathrm{j\θ}}{|}^2}{4}\left\{\underset{\mathrm{\β}\∈S_{I,k}^{\left(0\right)}}{\min }\right|r_d-\mathrm{\β}{|}^2-\underset{\mathrm{\β}\∈S_{I,k}^{\left(1\right)}}{\min }|r_{\text{d}}-\mathrm{\β}{|}^2\}$

$\mathrm{LLR}\left(c_{\text{Q,k}}\right)=\frac{|\mathrm{\α}{e}^{\mathrm{j\θ}}{|}^2}{4}\left\{\underset{\mathrm{\β}\∈S_{Q,k}^{\left(0\right)}}{\min }\right|r_d-\mathrm{\β}{|}^2-\underset{\mathrm{\β}\∈S_{Q,k}^{\left(1\right)}}{\min }|r_d-\mathrm{\β}{\text{|}}^2\}$

其中k＝1，…，m/2。

因此MQAM解映射后输出的软比特序列为：

c′_i＝LLR(c_I，k)

$c_{i-1}^{\′}=\mathrm{LLR}\left(c_{Q,k}\right)i=\frac{m}{k},k=\mathrm{1,2},...,\frac{m}{2}$

经过符号内比特重排恢复原输入比特顺序，第(j-1)次重传对应的软比特值用b′_i，j表示，则经(j-1)次重传合并后输出的软比特值b″_i，j为：

$b_{i,j}^{\′\′}=\underset{j=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{b}_{i,j}^{\′}$ 其中i＝1，2，…，m

Claims (7)

1、一种基于均匀与非均匀调制星座图映射的不等保护混合自动重传请求方法，该方法用于调制阶数为M且M＝2^m的正交幅度调制(MQAM)通信系统中，它依次由以下步骤组成：发送端将数据分组进行检错编码、信道编码、发送缓存、比特交织、调制符号内比特不等保护重排、调制映射、调制；接收端进行解调、解映射、调制符号内比特反重排、接收缓存、重传合并、比特解交织、信道纠错译码、差错校验；接收端到发送端的反馈信道，将证实信息(ACK或NACK)反馈至发送端；其特征在于：

a、所述的发送端的调制映射和接收端的解映射：采用相同分布特性的星座图，在第一次传输和前m/2-1次重传中，采用均匀星座图，第m/2次及以后的重传中采用非均匀星座图，对调制符号内的两个高位比特提供较高的差错保护；

b、发送端的调制符号内比特不等保护重排：发送端使用m/2个重排和反重排规则，依次在不同的重传次数中循环采用，实现对调制符号内比特的交替保护；接收端的调制符号内比特反重排：针对发送端采用的重排规则进行比特反重排，将解映射输出的比特软值序列重新排序，恢复为发送端比特重排前的比特顺序软值。

2、如权利要求1所述的一种基于均匀与非均匀调制星座图映射的不等保护混合自动重传请求方法，其特征在于：当正交幅度调制通信系统的调制阶数M为16，m为4时，发送端的调制映射和接收端的解映射，每m个即每4个经调制符号内比特不等保护重排后的比特c4，c3，c2，c1映射为一个16正交幅度调制(16QAM)符号；数据分组在第一次传输和第一次重传时，发送端调制映射和接收端解调映射采用均匀星座，对重排后的两个高位比特c4和c3提供较高差错保护；在第二次及以后的重传，采用非均匀星座，对重排后的两个高位比特c4和c3提供更高的差错保护。

3、如权利要求2所述一种基于均匀与非均匀调制星座图映射的不等保护混合自动重传请求方法，其特征在于：所述发送端的调制映射和接收端的解映射，在第二次及以后的重传，采用非均匀星座，其重排后的两个高位比特c4和c3相同的4个星座点重合在一起，该4个星座点之间的距离为零；该重排后的两个高位比特c4和c3不同的相邻星座点之间的距离相等。

4、如权利要求3所述的一种基于均匀与非均匀调制星座图映射的不等保护混合自动请求方法，其特征在于：所述发送端的调制符号内比特不等保护重排和接收端的调制符号内比特反重排，使用两个重排和反重排规则：

a、发送端的调制符号内比特不等保护重排：将重排前的每m个即每4个比特进行重排，重排前先将每4个比特按从高位到低位的顺序依次排列为b4，b3，b2，b1，同一分组在奇次传输时，保持原比特顺序不变，对重排前的两个高位比特b4，b3提供较强的差错保护，偶次传输时，将每4个比特b4，b3，b2，b1重排为b2，b1，b4，b3，对重排前的两个低位比特比特b2，b1提供较强的差错保护；

b、接收端的调制符号内比特反重排：针对发送端采用的重排规则进行比特反重排，将解映射输出的比特软值序列重新排序，恢复为发送端比特重排前的比特顺序软值，即奇次传输时，保持原比特顺序不变，偶次传输时，将每4个解映射输出的比特软值按从高位到低位的顺序依次排列为b’2，b’1，b’4，b’3，反重排为发送端重排前的比特顺序b’4，b’3，b’2，b’1。

5、如权利要求1所述的一种基于均匀与非均匀调制星座图映射的不等保护混合自动重传请求方法，其特征在于：当正交幅度调制通信系统的调制阶数M为64，m为6时，发送端的调制映射和接收端的解映射，每m个即每6个经调制符号内比特不等保护重排后的比特{c6，c5，c4，c3，c2，c1}映射为一个64正交幅度调制符号；数据分组在第一次传输、第一次重传和第二次重传时，发送端调制映射和接收端解调映射采用均匀星座，对重排后的两个高位比特c6和c5提供较高差错保护；在第三次及以后的重传，采用非均匀星座，对重排后的两个高位比特c6和c5提供更高差错保护。

6、如权利要求5所述的一种基于均匀与非均匀调制星座图映射的不等保护混合自动重传请求方法，其特征在于：所述发送端的调制映射和接收端的解映射，在第三次及以后的重传，采用非均匀星座，其重排后的两个高位比特c6和c5相同的16个星座点重合在一起，该16个星座点之间的距离为零；该重排后的两个高位比特c6和c5不同的相邻星座点之间的距离相等。

7、如权利要求5所述的一种基于均匀与非均匀调制星座图映射的不等保护混合自动请求方法，其特征在于：所述发送端的调制符号内比特不等保护重排和接收端的调制符号内比特反重排，使用三个重排和反重排规则：

a、发送端的调制符号内比特不等保护重排将重排前的每m个即每6个比特进行重排，重排前先将每6个比特按从高位到低位的顺序依次排列为b6，b5，b4，b3，b2，b1，同一分组在第一次传输时，保持原比特顺序不变，对重排前的两个高位比特b6，b5提供较强的差错保护，重排前的两个中位比特b4，b3提供中等的差错保护，重排前的两个低位比特比特b2，b1提供较低的差错保护；第二次传输时，将每6个比特b6，b5，b4，b3，b2，b1重排为b4，b3，b2，b1，b6，b5，对比特b4，b3提供较强的差错保护，比特b2，b1提供中等的差错保护，比特b6，b5提供较低的差错保护；第三次传输时，将每6个比特b6，b5，b4，b3，b2，b1重排为b2，b1，b6，b5，b4，b3，对重排前的两个低位比特b2，b1提供较强的差错保护，重排前的两个高位比特b6，b5提供中等的差错保护，重排前的两个中位比特b4，b3提供较低的差错保护；后续的传输，依次循环采用以上三个重排规则；

b、接收端的调制符号内比特反重排针对发送端采用的重排规则进行比特反重排，将解映射输出的比特软值序列重新排序，恢复为发送端比特重排前的比特顺序软值，即第一次传输时，保持原比特顺序不变；第二次传输时，将每6个解映射输出的比特软值按从高位到低位的顺序依次排列为b’4，b’3，b’2，b’1，b’6，b’5，反重排为发送端重排前的比特顺序b’6，b’5，b’4，b’3，b’2，b’1；第三次传输时，将每6个解映射输出的比特软值按从高位到低位的顺序依次排列为b’2，b’1，b’6，b’5，b’4，b’3，发送端重排前的比特顺序b’6，b’5，b’4，b’3，b’2，b’1；后续的传输，依次循环采用以上三个反重排规则。

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