CN1490961A - 宽带码分多址接入系统中减少多址干扰的方法及其装置 - Google Patents

Abstract

一种宽带码分多址接入系统中减少多址干扰的方法及其装置，对接收的多条物理信道的混合无线信号，分别进行扰码相干解调，获得各自初始判决结果；选取信号功率强度大于大功率物理信道功率门限的信道，做迭代多址干扰消除的计算；选出大功率物理信道之间的多址干扰；当各大功率物理信道的信息比特判决值都被更新了预定的次数后，该结果为大功率物理信道的最终判决结果；利用该最终判决结果计算出它们对其他非大功率物理信道的解调初始判决中造成的多址干扰，并消除之。本发明的运算复杂度大大降低，信号处理及计算的效率高，直接计算干扰成分，执行消除干扰的处理；提高了效率，在计算复杂度与要求达到的干扰消除性能间达到了合适的平衡性能。

Description

宽带码分多址接入系统中减少多址干扰的方法及其装置

技术领域：

本发明涉及一种在WCDMA(宽带码分多址接入，Wideband Code DivisionMultiple Access)系统中减少多址接入干扰的方法及实现该方法的装置，更具体的说：是一种减少WCDMA系统中上行链路上的多址接入干扰的方法及其装置，属于移动通信技术领域。

背景技术：

CDMA(码分多址，Code Division Multiple Access)通信技术是第三代移动通信系统WCDMA采用的多址技术，它使得在相近地域的多个用户同时使用同一载频进行移动通信成为可能。在一个码分多址通信系统中，不同的用户拥有各自不同的特征码序列，通过使用不同的码序列对各自的通信数据进行扩频处理，接收装置可以从多个用户的混合信号中，使用对应某个用户的特征码序列，从而识别出相应用户传送的数据信息。

CDMA系统一般都是干扰受限系统，MAI(多址接入干扰，Muliple AccessInterference)是决定系统容量的主要因素。在上行链路上，由于不同用户距离基站距离的不同，各用户上行链路上的时延是一个不确定的因素。由于此因素的影响，在DS-CDMA(直接扩频码分多址接入，DirectlySpreading-Code Division Multiple Access)系统中无法设计出完全正交的码序列集。因此，在同一载频的上行链路上运行的不同用户的特征码相关所造成的干扰会使得通信质量下降。特别是当干扰信号的功率远远大于待检测信号的功率时，如果不采取措施减轻多址干扰的影响，会使得通信质量显著恶化。

在第三代移动通信系统WCDMA中，为了降低多址干扰，提高系统的容量，采用了功率控制技术；它把每个用户的发射功率尽量控制在满足服务质量所需的必要水平上。但是，功率控制技术并不能消除不同用户在接收天线处的信号功率的强度差异。因为WCDMA系统是一个提供多种速率和服务质量业务的移动通信系统，由WCDMA的协议3GPP TS 22.105V4.1.0(2001-01)可知，随着业务速率的提高和要求提供服务的品质的提高，所需要的SIR(信干比，Signal-to-Interference Ratio)就会提高。因此，仍然存在强功率用户对弱功率用户的严重的多址干扰，这迫使弱功率用户提高自身的发射功率，从而使得整个小区的容量减小。

最优MUD(多用户检测，Multi-user Detector)技术的提出正是为了解决多址接入干扰问题，它能有效地消除所有其他干扰用户的多址干扰影响。对于待检测用户而言，可以获得接近于系统只存在自己单个用户的通信性能。(文献《Joint Multi-user Detector with Decoding and Feedbackin Asynchronous CDMA systems》[1998 IEEE 5^th International SymposiumOn Spread Spectrum Techniques and Application-Proceedings，vol 1/3，pp.160-164]中对于最优的多用户检测技术有详细的说明)。但是，最优多用户检测技术需要对庞大的线性方程组求解，计算量非常大，而且需要获得所有用户特征码序列的精确的相对时延信息和信道增益，这给最优多用户检测技术的实用化带来了困难。

为了避免复杂的运算，出现了一些较优的多用户检测消除干扰的方法，主要有两种：PIC(并行除扰，Parallel Interference Cancellation)技术和SIC(连续除扰，Successive Interference Canncellation)技术。在文献《A Sub-optimum MLSE Detector With A Folded State-TransitionTrellis Preselection Stage》(2000 IEEE 3G Mobile CommunicationTechnologies，Conferernce Publication No.471，pp.271-275)中，对于较优的多用户检测消扰方法有详细的说明。相较于最优MUD技术，它们的计算量减小了很多。在最优MUD方法中，所有用户的信息比特判决都作为未知数，求解思路是：得到一个与实际接收信号最符合(方差最小)的信息比特判决解；而在较优的MUD方法中，计算是分步进行的，判决某个用户的信息比特值时，只把这个用户的信息比特值作为未知数，而其他用户的信息比特判决采用上一步中获得的中间判决结果。

参见图1，其为WCDMA系统上行链路专用信道的四相位移相键控(Quadrature Phase Shift Keying，简称QPSK)调制过程。WCDMA系统规定一个用户的上行专用信道最多包含6条专用物理数据信道DPDCH₁-DPDCH₆(dedicated physical data channel，DPDCH)和一条专用物理控制信道(dedicated physical control channel，DPCCH)。这些信道的数据先经过一定的处理后分别合并为I路信号和Q路信号；然后，分别作为实部和虚部合并为复数信号I+jQ并与复数扰码序列PN^real(t)+jPN^imag(t)相乘。不同用户的扰码序列各不相同，加扰后的复数信号再次分离为实部和虚部两路信号，分别经过脉冲成形滤波器，再进行谐波调制，完成基带调制。

其中，专用物理数据信道DPDCH₁-DPDCH₆是单个移动台上行最多发送的物理数据信道条数。WCDMA规定一个移动台最多发送一条上行专用物理控制信道DPCCH；

C_d，i为第i条专用物理数据信道使用的扩频码序列；

C_c为上行专用物理控制信道使用的扩频码序列；

β_d为上行专用物理数据信道使用的功率增益因子；

β_c为上行专用物理控制信道使用的功率增益因子；

信号I为加扰码处理前信号的实数部分，由上行专用物理数据信道号为1、3和5的信道信号累加得到；

Q为加扰码处理前信号的虚数部分，由上行专用物理数据信道号为2、4、6的信道和上行物理控制信道的信号累加得到；

PN^real(t)为扰码序列时间函数的实数部分；

PN^imag(t)为扰码序列时间函数的虚数部分。

参见图2，其为WCDMA系统上行链路某用户信号的解调制过程。不同用户的混合无线信号先使用待检测用户的解调谐波进行QPSK解调，然后使用待检测用户的扰码序列进行相干解调，再分离出实部和虚部，采用不同信道的扩频码进行相干解调，获得此待检测用户各个物理信道的数据解调结果。其中，

PN^real(t)为用于对接收信号进行扰码相干解调用信号的序列时间函数的实数部分，由扰码相位的捕获跟踪环节生成；

PN^imag(t)为用于对接收信号进行扰码相干解调用信号的序列时间函数的虚数部分；由扰码相位的捕获跟踪环节生成；

C_d，i为第i条专用物理数据信道使用的扩频码序列；用于进行数据信道的扩频码相干解调处理；

C_c为上行专用物理控制信道使用的扩频码序列；用于进行控制信道的扩频码相干解调处理；

DPDCH_i为上行专用物理数据信道的解调结果；

DPCCH为上行专用物理控制信道的解调结果。

较优的MUD技术减小了计算量，但是它仍然需要获得所有用户的特征码精确相位信息和信道增益，以计算出完整的信息比特级别上的多用户相关性矩阵。另外一个现有方法没有解决的问题是：在WCDMA系统的上行信道中，为了分配不同的功率到专用物理数据信道和专用物理控制信道上，增加了参数β_c和β_d来调节专用物理数据信道和专用物理控制信道的增益。这使得用于调制的信息比特不再是1和0两种，因而在WCDMA系统中应用传统的MUD技术更为困难。

发明内容：

本发明的目的在于提出一种减少WCDMA系统上行链路上的多址干扰的方法及其装置；其计算量相对于传统的抗干扰方法大幅度减小，具有很高的实用价值。

本发明的目的是这样实现的：

第一步，对于接收到的多条物理信道的混合空中无线信号，首先分别进行扰码相干解调，获得各自的初始判决结果Symbol_i(0)。这个初始判决结果实际就是：输出信道解调结果除以信道各自的扩频因子。

第二步，选取信号功率强度大于P_limit的物理信道用于用做迭代多址干扰消除的计算。在本步骤之中，用户信号的功率可以通过对信号初始判决结果作处理获得其相对值。只有功率值大于P_limit的物理信道才是大功率物理信道，可以进行迭代的消扰计算。而其他的物理信道则不参加迭代计算，仅根据大功率物理信道的消扰结果执行一次干扰消除计算。P_limit值的大小可以通过综合考虑计算精度与计算效率灵活选取。

第三步，迭代消除选出的大功率物理信道之间的多址干扰。具体的处理步骤为：

1.对所有用于迭代消扰的大功率物理信道进行排序。在各个物理信道选取进行处理的码段上，各个物理信道自身的信号功率不应该波动过大，也就是要限制每一次所处理码段的长度。这是因为：该处排序的准则就是依据物理信道信号的功率由弱至强排列，让弱功率的物理信道优先做消除多址干扰的计算。因此，只有各物理信道的处理码段内功率的波动不大，按这一原则进行排列才有意义。而先消除低功率物理信道干扰的原因是：由于低功率物理信道受到多址干扰的影响更加严重，其信号失真度更大，不适合作为干扰物理信道计算它对别的物理信道信号的干扰。

2.根据上述的排序结果，由弱到强，依次按逐个信道，利用其他所有功率强于该信道的大功率物理信道的初始判决结果计算其在该物理信道的信息比特判决中造成的干扰大小；并将该干扰从被处理信道减去，直到所有信道处理完毕。

在上述的每一循环中，至少包括：

首先，将被处理物理信道的被处理码段的初始信息比特判决结果，用其自身的扩频码和扰码进行扩频处理；

其次，将被扩频处理的结果通过一个升余弦滚降滤波器；该滤波器由调制方的脉冲成形滤波器和解调方的低通滤波器合成；

该滤波器的输出包括：Signal_i ^real(t)、Signal_i ^imag(t)；

其中，

Signal_i ^real(t)为：QPSK解调应该输出的第i条物理信道的同相信号波形；

Signal_i ^imag(t)为：QPSK解调应该输出的第i条物理信道的正交信号波形；

然后，通过如下的公式进行计算：

Inter_I＝1/2×Signal_i ^real(t)×COS(φ_i-φ_x)+1/2×Signal_i ^imag(t)×SIN(φ_x-φ_i)；

Inter_Q＝1/2×Signal_i ^real(t)×SIN(φ_i-φ_x)+1/2×Signal_i ^imag(t)×COS(φ_x-φ_i)；

其中，

Inter_I为：中间变量；

Inter_Q为：中间变量；

φ_i：第i条物理信道的进行消除干扰处理计算的码段的初始相位；

φ_x：被处理物理信道的进行消除干扰处理计算的码段的初始相位；

最后，将上述中间结果与被处理的物理信道的扰码的共轭复数相乘然后乘以扩频码并在该物理信道的信息比特周期内进行积分；并将该计算结果除以该物理信道扩频因子。

更具体地，上述的过程为：

对于排在第一个位置上的大功率物理信道1，利用其他所有的大功率物理信道(它们现在是干扰物理信道)的初始判决结果计算它们在物理信道1的信息比特判决中造成的干扰大小。通过物理信道x对物理信道1的信息比特判决产生干扰大小的计算方法来说明本步骤。首先将物理信道x被处理码段的初始信息比特判决结果用它自身的扩频码和扰码进行扩频处理，然后通过一个升余弦滚降滤波器。这个滤波器是调制方的脉冲成形滤波器和解调方的低通滤波器的合成。滤波器的输出为Signal_x ^real(t)、Signal_x ^imag(t)。然后用下式计算两个中间变量结果Inter_I(t)，Inter_Q(t)：

Inter_I＝1/2*Signal_x ^real(t)*COS(φ_x-φ₁)+1/2*Signal_x ^imag(t)*SIN(φ₁-φ_x)

Inter_Q＝1/2*Signal_x ^real(t)*SIN(φ_x-φ₁)+1/2*Signal_x ^imag(t)*COS(φ₁-φ_x)

将中间变量的时间函数与物理信道1的进行相干解调用的扰码序列的时间函数在时间轴上对齐进行类似于相干解调的操作(也就是将中间结果与物理信道1的扰码的共轭复数相乘然后乘以扩频码并在物理信道1的信息比特周期内进行积分)。将计算结果除以物理信道1的SF(Spread Factor，扩频因子)就得到了物理信道x对物理信道1的信息比特判决的干扰值。

执行类似计算算出所有其它大功率物理信道对物理信道1的干扰并将它们从物理信道1的初始信息比特判决中减去从而获得物理信道1的新的信息比特判决结果Symbol₁(1)。用物理信道1的这个新的判决结果和除了物理信道1和2之外的其他的大功率物理信道的初始判决结果计算它们对物理信道2的信息比特判决引入的多址干扰值，然后从物理信道2的初始信息比特判决中减去这个干扰值获得Symbol₂(1)。此过程重复循环执行，始终使用物理信道i的最新的判决结果计算它对别的物理信道的多址接入干扰。

第四步：当每个大功率物理信道的信息比特判决值都被更新了m次后，把此时的判决结果作为大功率物理信道的最终判决结果。并且利用大功率物理信道的最终判决结果计算出它们对所用其它非大功率物理信道的解调初始判决中造成的多址干扰并消除掉，方法与第三大步中第2小步类似。但无需进行迭代计算。

如果通过硬件装置实现本发明的目的，该装置至少包括：

A、解调模块；每个物理信道都会对应有自己相应的解调模块。它又包含有如下部分：扰码相位捕获与跟踪环节，QPSK解调环节和特征码相干解调环节。QPSK解调用环节的相干载波的初始相位和特征码相干解调环节使用的特征码序列的相位都是通过扰码捕获跟踪环节获得的；解调结果就是此路物理信道的初始判决结果。扰码相位捕获跟踪环节还用于在大功率物理信道迭代消扰模块和小功率物理信道干扰消除模块内确定各路物理信道的扰码序列相位以计算干扰物理信道对解调信道引入的干扰。

B、分类模块，用于判断是否大功率物理信道。它比较信号的功率大小，并将平均功率大于功率门限的物理信道消扰处理过程分离出来，在大功率物理信道迭代消扰模块中进行。而将其它物理信道的消扰处理放在非大功率物理信道消扰模块。

C、大功率物理信道迭代消扰模块。该模块首先对所有用于迭代消扰的大功率物理信道进行排序；然后根据上述的排序结果，由弱到强，依次按逐个信道，利用其他所有功率强于该信道的大功率物理信道的初始判决结果计算其在该物理信道的信息比特判决中造成的干扰大小；并将该干扰从被处理信道减去，直到所有信道处理完毕。

D、非大功率用户消扰模块。该模块在每个大功率物理信道的信息比特判决值都被更新了预定的次数后，将该判决结果作为大功率物理信道的最终判决结果；且利用该最终判决结果计算出它们对其他非大功率物理信道的解调初始判决中造成的多址干扰，并消除该多址干扰。

根据本发明的技术方案，其具有如下诸多的有益效果和显著的优点：

1、采用了迭代式的逐步消扰方法，与最优MUD方法相比，运算复杂度大大降低。同时，由于注重了对不同移动台用户执行消扰算法的次序，使得信号处理及计算的效率非常高。

2、直接计算用户信号中的干扰成分，执行消除干扰的处理，而不是通过求解线性方程的形式，使得计算的复杂度进一步降低。

3、由于没有采用求解线性方程组的方法来消除MAI，而是直接计算干扰，本发明并不要求逐个信息比特地判决，而可以按照处理机的处理能力和所提供服务的时延要求特性，选择一个适当长度的码段一次性的进行判决，从而提高了效率。

4、对于用户群体进行了区分，有选择性地执行迭代消扰；可以灵活地调整计算的复杂和精细程度，在计算复杂度与要求达到的干扰消除性能间达到一个最合适的平衡性能。

附图说明：

图1为现有技术中WCDMA系统上行链路专用信道的QPSK调制过程示意图。

图2为现有技术中WCDMA系统上行链路某用户信号的解调制过程示意图。

图3为本发明的整体模块结构图。

图4为本发明多用户接入干扰示意的仿真模型图。

图5为本发明大功率用户迭代消扰模块的方法流程图。

图6为本发明实施例仿真实例中UE1在不同迭代消扰计算次数后的判决结果示意图。

图7为本发明实施例仿真实例中UE2在不同迭代消扰计算次数后的判决结果示意图。

图8为本发明实施例仿真实例中UE3在不同迭代消扰计算次数后的判决结果示意图。

图9为本发明实施例消扰判决结果示意图6、图7和8中的曲线不同标注的意义示意图。

具体实施方式：

下面结合附图和具体实施例对本发明做进一步地详细说明：

本发明的核心思想是：通过多次重复的消扰计算，消除大功率干扰源之间的多址接入干扰，然后利用获得的大功率干扰源消扰后的判决结果，消除它们对其他较非大功率物理信道的判决干扰。

只消除大功率干扰源对其他物理信道的干扰而不考虑弱功率物理信道造成的干扰是因为：

在一个小区中，绝大多数的物理信道都是功率较小的信道；大功率物理信道的数目实际上很少，但它们对其他信道的干扰影响却非常大；

由于多址干扰的形成是由于不同物理信道间的特征码序列的互相关性造成的。当物理信道数目相当多时，不同干扰物理信道的信号对检测物理信道的信息比特判决的影响会存在相互抵消的因素。因此，对于某个待检测物理信道而言：在干扰总功率一致的情况下，其多址接入干扰的组成成分越复杂(也就是形成干扰的物理信道越多)，干扰功率分布越均匀，则多址接入干扰造成的影响越小。

上述第二点通过仿真试验也得到了验证。仿真试验模型参见图4。仿真结果的说明如下：在利用模型进行的第一个试验中，待检测物理信道的数据部分的扩频因子为4，信号的载干比为-4.1db，干扰物理信道只有一个。试验中，待检测物理信道的随机数据源产生了6400比特，接收方误码率统计结果为4.4％。在第二个试验中，所有预设数据与第一个试验相同，待检测信道的载干比不变，除了干扰物理信道为10个。这次接收方误码率的统计结果为1.48％，比试验1中的误码率小得多。

通过仿真试验说明：即使只消除掉大功率物理信道对其他所有物理信道的干扰，也能达到很好的消除干扰目的。这样可以减少很多的计算量。在兼顾计算效率和算法效果的综合要求下，可以灵活地浮动门限值P_limit，将合适比例的物理信道纳入为大功率物理信道，计算它们对别的物理信道的干扰。

以下详述本发明中消扰方法的实现。参见图3，本发明的硬件结构至少包括：解调模块、分类模块、解调模块的输出接分类模块、大功率物理信道迭代消扰模块和非大功率用户消扰模块；该解调模块的输出接分类模块，分类模块的输出分别接大功率物理信道迭代消扰模块和非大功率用户消扰模块；其中，

解调模块，用于对接收到的多条物理信道的混合空中无线信号，分别进行扰码相干解调，获得其各自的初始判决结果；

分类模块，用于判断是否为大功率物理信号，它将大功率用户解调制信号和非大功率用户解调制信号分别输出到大功率物理信道迭代消扰模块和非大功率用户消扰模块；

大功率物理信道迭代消扰模块，用于通过迭代消除，选出大功率物理信道之间的多址干扰；

非大功率用户消扰模块；用于利用大功率物理信道的干扰消除后的判决结果消除小功率物理信道的多址接入干扰。

由整体功能模块的结构图可以看出：本发明中所述方法依照以下几个步骤顺序执行：解调制，大功率物理信道判别，大功率物理信道迭代消除多址干扰和其他弱功率物理信道的干扰消除。

参见图4，为了将原理说明得清晰、简洁，这里构建了一个采用本发明的仿真模型并运行了一个实例来配合说明。在这个仿真环境中，假设有三个物理信道设备(User Equipment，简称UE)，试验中它们都参与了迭代消扰计算。环境相关参数列举如表1：

表1

物理信道编号	UE1	UE2	UE3
				DPDCH数	1	1	1
DPDCH扩频因子	4	4	4
				基站接收功率大小(相对值)	1	1	3.84
相对时延(sec)	0	1/1024	3/1024
				βd/βc	1	1	1
码片速率(sec)	1/256
				QPSK调制载波频率(Hz)	400
仿真时间(sec)	50/256

因为只是要研究干扰消除算法的流程式，为了仿真方便没有按照WCDMA的协议设定码片速率为3.84Mhz，不过这对于研究算法流程式没有影响。

步骤1.QPSK解调制

参见图2，其中有专用信道的解调制过程。不同用户的混合无线信号先使用待检测用户的解调谐波进行QPSK解调；然后使用待检测用户的扰码序列进行相干解调，最后，分离实部、虚部，采用不同信道的扩频码进行相干解调获得待检测用户各个物理信道的数据解调结果。将所有物理信道的QPSK解调器中积分器的输出除以扩频因子，所得到的值作为它们各自的初始判决结果；这个结果中包含有信号信息和其他物理信道对它的干扰。实例中随机产生的物理信道码流和初始判决结果(这里只列举了数据信道的信息，控制信道在仿真时间内未发完一个信息比特)参见表2：

表2

UE1数据	1    1   1     1   1     1   1   -1   1    1  1
		UE1初始判决	1.8384   -0.6802   -0.4462   1.1581   1.3445   0.93770.2659   -0.9513   1.1212    1.1354   0.9559
UE2数据	-1   1   -1  1  -1  1   1    1 -1    1
		UE2初始判决	-1.3897  0.9034    -0.9102   0.4702   0.17600.5449   -0.6332   -0.3563   -1.9455  0.9741
UE3数据	-1  -1   1   1  -1 -1  -1  -1 -1   -1
		UE3初始判决	-0.1813  -2.4017   1.4093    1.7219   -2.1126-1.6107  -1.7723   -1.9006   -0.8742  -2.4084

从表中可以看出：如果直接使用此初始判决，则UE1和UE2的解调结果中会有误码。

步骤2.进行大功率物理信道判别。根据初始判决信息反映出的物理信道信号功率的相对值，将在门限值P_limit之上的物理信道划分为大功率物理信道进行叠代消扰处理。每一次进行叠代消扰计算选取的码段不能太长，应该保证每个物理信道在其被处理码段内的功率波动幅度不大，这样，将物理信道按功率区分才有意义。物理信道信号功率相对值可以使用其被处理码段初始判决的方均值。本发明的实例中，UE1的功率相对值为1.1368，UE2为0.9387，UE3为3.1127。假设：P_limit比它们都低，则它们都是大功率物理信道。

步骤3.大功率物理信道叠代消除多址干扰。其具体的处理步骤，请参见图5中的迭代消扰方法流程：

步骤31：使用解调模块的解调结果作为各物理信道的初始判决结果Symbol_i(i的取值从1到I)；

步骤32：计算不同物理信道的平均功率，并按由弱至强的顺序排序；

步骤33：迭代计算次数变量t的初始值为0，如果已经循环执行了m次，则执行步骤39；

步骤34：变量i初始值为1，如果循环执行I次，则执行步骤33；

步骤35：变量j初始值为1，如果循环执行I次，则执行步骤34；

步骤36：如果j等于I，则执行步骤35；

步骤37：计算物理信道j对物理信道i的判决干扰值I_ji；

步骤38：如果判决结果Symbol_i＝Symbol_i-I_ji，则执行步骤35；

步骤39：输出最终判决结果。

下面，具体从以下几个小步骤说明：

1)将所有大功率物理信道按照信号功率由弱至强排序，排列位置靠前的物理信道先进行消除干扰的计算。这样排序的目的是因为功率低的物理信道受干扰影响的程度大，信号失真比较严重。如果先用它们的解调信息来计算其对别的物理信道的干扰，则会不准确，所以要先校正这类信号，再用校正后的低功率物理信道来校正别的物理信道信号。本实例中的排序结果是UE2、UE1、UE3的物理信道。

2)计算其它用户，即UE1和UE3，对第一个用户UE2的干扰大小。UE1和UE3的信号判决就采用解调初始判决。

先一般性地推导用户A对用户B产生的干扰值的计算方法：

首先，将用户A的判决结果根据A用户的解调时使用的扩频码扰码序列及其相位进行扩频加扰，然后将其通过一个升余弦滚降滤波器。这个滤波器是调制方的成形滤波器和解调方的低通滤波器的综合，它们都是滚降系数为0.22的升余弦滚降滤波器。这里预先就考虑了解调方的低通滤波器，在后面计算干扰时，就无须使用低通滤波器再进行一次滤波。将滤波器输出信号分离实部、虚部后就得到了重新生成的用户A的同相和正交的信号波形。分别采用与QPSK调制类似方法在两路信号上加上余弦和正弦的调制谐波即可得到变量Mod_A为：

${\mathrm{Mod}}_A={\mathrm{Signal}}_A^{\mathrm{real}}\left(t\right)*\cos (\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\Φ}}_A)-{\mathrm{Signal}}_A^{\mathrm{image}}\left(t\right)*\sin (\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\Φ}}_A)$

在解调模块对B物理信道进行QPSK解调制时，分别乘以相干载波cos(ωt+φ_B)和-sin(ωt+φ_B)生成解调后的同相和正交信号。所以用户A对用户B造成的同相干扰为：

$\mathrm{Interference}\_I={\mathrm{Mod}}_A*\cos (\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\Φ}}_B)$

$={\mathrm{Signal}}_A^{\mathrm{real}}\left(t\right)*\cos (\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\Φ}}_A)\cos (\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\Φ}}_B)-{\mathrm{Signal}}_A^{\mathrm{image}}\sin (\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\Φ}}_A)\cos (\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\Φ}}_B)$

$=\frac{1}{2}{\mathrm{Signal}}_A^{\mathrm{real}}\left(t\right)*(\cos (2\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\Φ}}_A+{\mathrm{\Φ}}_B)+\cos ({\mathrm{\Φ}}_A-{\mathrm{\Φ}}_B))-\frac{1}{2}{\mathrm{Signal}}_A^{\mathrm{image}}\left(t\right)*(\sin (2\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\Φ}}_A+{\mathrm{\Φ}}_B)+\sin ({\mathrm{\Φ}}_A+{\mathrm{\Φ}}_B))$

经过低通滤波器后，高频成分被滤掉。故得到：

$\mathrm{Interference}\_I=\frac{1}{2}{\mathrm{Signal}}_A^{\mathrm{real}}\left(t\right)*\cos ({\mathrm{\Φ}}_A-{\mathrm{\Φ}}_B)+\frac{1}{2}{\mathrm{Signal}}_A^{\mathrm{image}}\left(t\right)*\sin ({\mathrm{\Φ}}_B-{\mathrm{\Φ}}_A)$

同理可以得到用户A对用户B造成的正交干扰是

$\mathrm{Interference}\_Q=\frac{1}{2}{\mathrm{Signal}}_A^{\mathrm{real}}\left(t\right)*\sin ({\mathrm{\Φ}}_A-{\mathrm{\Φ}}_B)+\frac{1}{2}{\mathrm{Signal}}_A^{\mathrm{image}}\left(t\right)*\cos ({\mathrm{\Φ}}_B-{\mathrm{\Φ}}_A)$

得到的复数干扰信号分别使用用户B的各条物理信道的解、扩频序列进行相干处理，就得到了用户A对用户B判决结果的干扰值。

使用此方法就可以将UE1和UE3对UE2的干扰从UE2信道的解调判决中减掉，从而得到UE2的新的信息比特判决结果。

3)按照上述的流程，继续执行UE2和UE3对UE1的干扰消除计算及UE1和UE2对UE3的干扰消除计算，完成一次完整的消扰计算。重复执行这个过程m次获得最终的判决结果。在每一次计算过程中，总使用物理信道的最新的判决结果。

有一个要说明的问题是：专用物理控制信道(Dedicated PhysicalControl Channel，DPCCH)的扩频因子为256，当物理信道处理码段包含有控制信道上不完整的信息比特区间时，将此被包含的部分区间内的码片积分并求平均，作为对DPCCH上此信息比特位的判决。利用此仿真模型进行的仿真实验结果分别绘制于图6-9之中。从中可以看到：随着迭代次数的增加，判决结果的准确性则逐步提高。特别是：第一次执行消扰计算的效果最为明显，因此迭代次数m无须过大，一般选3次就够了。

步骤4.利用大功率用户的最终判决结果，计算它们对其他弱功率用户的信号干扰，并将它们消除掉。计算干扰的方法仍然是分别计算每个大功率用户对某个弱功率物理信道的干扰，然后从弱功率物理信道的解调初始判决结果中去除掉，就得到了弱功率物理信道更加准确的判决结果。此步骤中的消扰计算对于一个待检测用户而言只执行一次。

最后所应说明的是，以上实施例仅用以说明本发明而非限制，尽管参照较佳实施例对本发明进行了详细说明，本领域的普通技术人员应当理解，可以对本发明进行修改或者等同替换，而不脱离本发明的精神和范围，其均应涵盖在本发明的权利要求范围当中。

Claims (8)

1、一种宽带码分多址接入系统中减少多址干扰的方法，其特征在于：它至少包括如下的步骤：

步骤1：对于接收到的多条物理信道的混合空中无线信号，分别进行扰码相干解调，获得其各自的初始判决结果；

步骤2：选取信号功率强度大于大功率物理信道功率门限的物理信道，用于做迭代多址干扰消除的计算；

步骤3：通过迭代消除，选出大功率物理信道之间的多址干扰；

步骤4：当每个大功率物理信道的信息比特判决值都被更新了预定的次数后，将该判决结果作为大功率物理信道的最终判决结果；且利用该最终判决结果计算出它们对其他非大功率物理信道的解调初始判决中造成的多址干扰，并消除该多址干扰。

2、根据权利要求1所述的宽带码分多址接入系统中减少多址干扰的方法，其特征在于：上述的步骤3具体包括：

步骤31：对所有用于迭代消扰的大功率物理信道进行排序；

步骤32：根据步骤31的排序结果，由弱到强，依次按逐个信道，利用其他所有功率强于该信道的大功率物理信道的初始判决结果计算其在该物理信道的信息比特判决中造成的干扰大小；并将该干扰从被处理信道减去，直到所有信道处理完毕。

3、根据权利要求2所述的宽带码分多址接入系统中减少多址干扰的方法，其特征在于：所述的步骤32中的每一循环中，包括：

步骤321：将被处理物理信道的被处理码段的初始信息比特判决结果，用其自身的扩频码和扰码进行扩频处理；

步骤322：将被扩频处理的结果通过一个升余弦滚降滤波器；该滤波器由调制方的脉冲成形滤波器和解调方的低通滤波器合成；

该滤波器的输出包括：Signal_i ^real(t)、Signal_i ^imag(t)；

其中，

Signal_i ^real(t)为：QPSK解调应该输出的第i条物理信道的同相信号波形；

Signal_i ^imag(t)为：QPSK解调应该输出的第i条物理信道的正交信号波形；

步骤323：通过如下的公式进行计算：

Inter_I＝1/2×Signal_i ^real(t)×COS(φ_i-φ_x)+1/2×Signal_i ^imag(t)×SIN(φ_x-φ_i)；

Inter_Q＝1/2×Signal_i ^real(t)×SIN(φ_i-φ_x)+1/2×Signal_i ^imag(t)×COS(φ_x-φ_i)；

其中，

Inter_I为：中间变量；

Inter_Q为：中间变量；

φ_i：第i条物理信道的进行消除干扰处理计算的码段的初始相位；

φ_x：被处理物理信道的进行消除干扰处理计算的码段的初始相位；

步骤324：将上述中间结果与被处理的物理信道的扰码的共轭复数相乘然后乘以扩频码并在该物理信道的信息比特周期内进行积分；并将该计算结果除以该物理信道扩频因子。

4、一种宽带码分多址接入系统中减少多址干扰的装置，其特征在于：它至少包括：解调模块、分类模块、解调模块的输出接分类模块、大功率物理信道迭代消扰模块和非大功率用户消扰模块；该解调模块的输出接分类模块，分类模块的输出分别接大功率物理信道迭代消扰模块和非大功率用户消扰模块；其中，

解调模块，用于对接收到的多条物理信道的混合空中无线信号，分别进行扰码相干解调，获得其各自的初始判决结果；

分类模块，用于判断是否为大功率物理信号，它将大功率用户解调制信号和非大功率用户解调制信号分别输出到大功率物理信道迭代消扰模块和非大功率用户消扰模块；

大功率物理信道迭代消扰模块，用于通过迭代消除，选出大功率物理信道之间的多址干扰；

非大功率用户消扰模块；用于利用大功率物理信道的干扰消除后的判决结果消除小功率物理信道的多址接入干扰。

5、根据权利要求4所述的宽带码分多址接入系统中减少多址干扰的装置，其特征在于：该解调模块至少包含有扰码相位捕获与跟踪环节、QPSK解调环节和特征码相干解调环节；其中，

扰码相位捕获与跟踪环节，用于获得QPSK解调用的相干载波的初始相位信号和特征码相干解调使用的特征码序列的相位信号，以及在大功率物理信道迭代消扰模块和小功率物理信道干扰消除模块内，确定各路物理信道的扰码序列相位，以计算干扰物理信道对解调信道引入的干扰。

6、根据权利要求4所述的宽带码分多址接入系统中减少多址干扰的装置，其特征在于：该分类模块判断大功率物理信道的操作为：

比较信号的功率大小，即：将平均功率大于大功率物理信道的功率门限的物理信道消扰处理过程分离出来，并将其在大功率物理信道迭代消扰模块中进行迭代消扰；同时，将其它物理信道的消扰处理放在非大功率物理信道消扰模块。

7、根据权利要求4所述的宽带码分多址接入系统中减少多址干扰的装置，其特征在于：该大功率物理信道迭代消扰模块首先对所有用于迭代消扰的大功率物理信道进行排序；然后根据上述的排序结果，由弱到强，依次按逐个信道，利用其他所有功率强于该信道的大功率物理信道的初始判决结果计算其在该物理信道的信息比特判决中造成的干扰大小；并将该干扰从被处理信道减去，直到所有信道处理完毕。

8、根据权利要求4所述的宽带码分多址接入系统中减少多址干扰的装置，其特征在于：该非大功率用户消扰模块在每个大功率物理信道的信息比特判决值都被更新了预定的次数后，将该判决结果作为大功率物理信道的最终判决结果；且利用该最终判决结果计算出它们对其他非大功率物理信道的解调初始判决中造成的多址干扰，并消除该多址干扰。

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