CN1479440A - 推挽电路方式的变电装置 - Google Patents

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Abstract

以简单的结构提供能防止脉冲变压器偏磁的推挽电路方式的变电装置。变电装置具备构成推挽式逆变器的开关元件(2a、2b)、脉冲变压器(T)、整流二极管(D1)、整流二极管(D2)、扼流圈(L)、平滑电容器(C)和防偏磁部件(3)以及逆变器(4)，用防偏磁部件(3)检测流经脉冲变压器(T)的初级绕组(M1、M2)的线圈电流(I1、I2)，控制缩短电流多的一侧的开关元件的接通期间，使线圈电流(I1、I2)平衡，由此来防止脉冲变压器的偏磁现象。

Description

推挽电路方式的变电装置
技术领域
本发明涉及一种对太阳电池或燃料电池等直流电源施以接通/断开切换产生高频脉冲然后使通过脉冲变压器的高频脉冲再次整流、平滑滤波来产生直流电的推挽电路方式的变电装置，特别是涉及一种能防止因推挽电路的电流不平衡引起的脉冲变压器的偏磁现象的推挽电路方式的变电装置。
背景技术
近年来，由于把由太阳电池或燃料电池得到的直流电源变换成交流电源的分散型电源和市电联网，用分散型电源向家庭内的设备(负载)供电，而在分散型电源不能供电的情况下，提供有从市电供电的称谓系统联锁装置的系统。
在上述系统联锁装置中，把太阳电池或燃料电池等直流输出功率变换成能与市电等交流电源并联且与系统同步的交流电流或功率并输出的装置是功率调节器。功率调节器由将直流电变换成与市电(例如AC200V)同步的交流电的变电装置和检测市电异常的保护装置构成。
变电装置用FET等开关元件使太阳电池或燃料电池等直流产生高频脉冲，再把所产生的高频脉冲施加在脉冲变压器的初级，并对从次级取出的高频脉冲进行整流、平滑滤波，再次产生直流，最后经逆变器将该直流变换成交流电源。
使用DC-DC变换器，用两个开关元件交替接通/断开变换成高频脉冲，将变换后的高频脉冲施加在脉冲变压器的两个初级绕组，对从脉冲变压器的两个次级绕组得到的相互极性不同的高频脉冲进行整流、平滑滤波而产生直流，再将该直流电经逆变器变换成与市电同步(例如50Hz)的交流电源。
以前，在这种变电装置中，使用由两个开关元件和脉冲变压器构成的推挽电路的DC-DC变换器是已知的，推挽电路方式的变电装置能够实现电路小型化，而且电力变换效率高。
以前的推挽电路方式的变电装置，在构成推挽电路的开关元件接通时间不同的情况下，或在因负载变动引起正负电流值变化的情况下，由于脉冲变压器铁芯的磁通密度偏向接通时间长或者电流量大的线圈侧，每一个切换周期磁通密度的偏移都增大，最后使铁芯的最大磁通密度达到饱和，所以开关的接通时间长或电流量大的线圈侧的电感量下降并产生线圈电流进一步增加的偏磁现象。
以前，为了抑制或防止偏磁现象而使几个推挽电路方式的变电装置实用化，但存在电路构成或脉冲变压器结构复杂的问题。作为一个实用例，有一种方法是增大开关元件FET或变压器的容量并使其有余量，从而即使因偏磁现象使线圈电流增加也不发生破坏等，但该方法会使装置大型化或使成本增加。作为另一例，其方法是在变压器上安装热电偶，来检测偏磁引起的温升。但是，该方法为将热电偶安装在变压器铁芯上的粘接或固定方法有问题，并且由于很难在温升前进行检测，所以对偏磁的补偿的应答性差。作为另外的其他例，所采用的方法是用CT(变流器)检测偏磁引起的变压器初级电流增加。该方法将CT插入变压器初级，必须始终监视初级电流，所以必须进行高速电流检测和运算处理，因此，就要追加昂贵的运算IC或I/F电路。
发明内容
本发明就是为解决这样的课题而研发的，其目的在于提供一种结构简单、防止脉冲变压器偏磁的推挽电路方式的变电装置。
为解决上述课题，本发明的推挽电路方式变电装置的特征在于设置有防偏磁部件，检测流经脉冲变压器的两个初级绕组的线圈电流，根据线圈电流偏差调整两个开关元件的接通期间，使线圈电流平衡，从而防止脉冲变压器初级绕组的偏磁。
由于本发明的推挽电路方式电力转换装置设置有防偏磁部件，检测流经脉冲变压器的两个初级绕组的线圈电流，根据线圈电流偏差调整两个开关元件的接通期间，使线圈电流平衡，从而防止脉冲变压器初级绕组的偏磁，由线圈电流偏差的极性(+或-)和线圈电流偏差来特定开关元件，从而能决定接通期间，使流经脉冲变压器的两个初级绕组的线圈电流相同，这样就能以简单的构成防止脉冲变压器的偏磁。
本发明的防偏磁部件的特征是具备检测流经脉冲变压器的两个初级绕组的线圈电流的电流传感器、对所检测到的线圈电流进行规定期间积分的积分器、输出与积分器积分的积分值对应的驱动控制信号的驱动控制器、根据驱动控制器供给的驱动控制信号输出调整两个开关元件的接通期间的驱动信号的驱动器。
由于本发明的防偏磁部件具备检测流经脉冲变压器的两个初级绕组的线圈电流的电流传感器、对检测到的线圈电流进行规定期间积分的积分器、输出与积分器积分的积分值对应的驱动控制信号的驱动控制器、根据驱动控制器供给的驱动控制信号输出调整两个开关元件的接通期间的驱动信号的驱动器，所以能根据检测到的线圈电流特定线圈电流流得多的开关元件，调整所特定的开关元件的接通期间，使流经脉冲变压器的两个初级绕组的线圈电流平衡，能将起因于线圈电流失衡的脉冲变压器偏磁现象防止于未然。
进而，本发明的电流传感器的特征是由CT(变流器)构成，按相互反极性检测流经脉冲变压器的两个初级绕组的线圈电流。
由于本发明的电流传感器是由CT(变流器)构成并按相互反极性检测流经脉冲变压器的两个初级绕组的线圈电流，所以能用一个CT(变流器)检测出流经两绕组的线圈电流，能实现装置的简单化。
本发明的驱动控制器的特征是根据积分器积分的积分值的极性决定控制接通期间侧的开关元件。
由于本发明的驱动控制器根据积分器积分的积分值的极性决定控制接通期间侧的开关元件，所以能控制线圈电流流得多的开关元件接通期间，能使流经脉冲变压器的两个初级绕组的线圈电流平衡。
本发明的直流电源的特征在于是太阳电池或燃料电池。
由于本发明的直流电源是太阳电池或直流电池，所以能拓宽家用电器用的分散型电源所使用的直流电源的利用范围，能提高变电装置的便利性。
附图说明
图1是本发明的推挽电路方式的变电装置实施例基本方框构成图。
图2是本发明的防偏磁部件的一实施例主要部分方框构成图。
图3是本发明的电流传感器一实施例构成图。
图4是本发明的驱动信号和检测电流的关系图。
具体实施方式
以下，根据附图说明本发明的实施例。图1是本发明的推挽电路方式的变电装置实施例的基本方框构成图。图1中，变电装置1设置有构成推挽逆变器的开关元件2a、开关元件2b、脉冲变压器T、整流二级管D1、整流二极管D2、扼流圈L、平滑电容器C和防偏磁部件3、逆变器4；将太阳电池或燃料电池等直流电源15(直流电压V01)变换成高频脉冲后输入到脉冲变压器T的初级，从与初级绝缘(隔离)的次级取出高频脉冲，进行整流、平滑滤波形成直流电源(直流电压V02)后，通过逆变器4变换成交流电源(例如50Hz/200V)。
开关元件2a由MOSFET(金属氧化物CT或场效应CT晶体管：MOS场效应晶体管)等构成，形成开关的一方端子(例如漏极)连接到脉冲变压器T的初级绕组M1的P1端子，形成开关的另一方端子(例如源极)与连接直流电源15(直流电压V01)的-(负)极的X2端子连接。防偏磁部件3把控制开关元件2a的接通期间的驱动信号SD1供给控制端子(例如栅极)。
开关元件2b由MOSFET等构成，形成开关的一方端子(例如漏极)连接到脉冲变压器T的初级绕组M2的P3端子，形成开关的另一方端子(例如源极)与连接直流电源15(直流电压V01)的一(负)极的X2端子连接。防偏磁部件3把控制开关元件2b接通期间的驱动信号SD2供给控制端子(例如栅极)。
脉冲变压器T的初级在初级绕组上设有中心抽头，并由初级绕组M1和初级绕组M2两个绕组构成，初级绕组M1的一端为P1端子，初级绕组M1的另一端与初级绕组M2的一端(中心抽头)共同为P2端子，初级绕组M2的另一端为P3端子。
脉冲变压器T的次级在次级绕组上设有中心抽头，并由次级绕组H1和次级绕组H2两个绕组构成，次级绕组H1的一端为P4端子，次级绕组H1的另一端与次级绕组H2的一端(中心抽头)共同为P5端子，次级绕组H2的另一端为P6端子。
初级绕组M1和初级绕组M2的圈数(匝数)相等，次级绕组H1和次级绕组H2的圈数(匝数)相等。
由于脉冲变压器T的初级P2端子与直流电源15(直流电压V01)的+(正)极X1端子连接，形成开关元件2a和开关元件2b的开关的另一方端子(例如FET的源极)与直流电源15(直流电压V01)的-(负)极X2端子连接，所以在开关元件2a反复接通/断开时，脉冲状线圈电流I1沿X1端子→P2端子→初级绕组M1→P1端子→开关元件2a→X2端子的路径流动，在初级绕组M1上产生高频脉冲。
另一方面，在开关元件2b反复接通/断开时，线圈电流I2沿X1端子→P2端子→初级绕组M2→P3端子→开关元件2b→X2端子的路径流动，在初级绕组M2上产生高频脉冲。
因为防偏磁部件3供给开关元件2a和开关元件2b的驱动信号SD1、SD2在使高频(例如50kHz)的各周期(0.02ms)的各个1/2周期(0.01ms)下落时间内交替输出H电平，所以驱动信号SD1在H电平期间使开关元件2a接通，线圈电流I1流动，驱动信号SD2在H电平期间使开关元件2b接通，线圈电流I2流动。
脉冲变压器T次级的P4端子与整流二极管D1的阳极连接，P6端子与整流二极管D2的阳极连接，整流二极管D1的阴极和整流二极管D2的阴极与扼流圈L的一端连接，扼流圈L的另一端与平滑电容器C的+(正)端和Y1端子连接。另外，P5端子与平滑电容器C的-(负)端和Y2端子连接。
由于这样的构成，用整流二极管D1对在次级绕组H1(P4端子-P5端子间)中产生的高频脉冲进行整流后，经扼流圈L再用平滑电容器C进行平滑滤波，就在Y1端子-Y2端子间产生直流(直流电压V02)。
另一方面，用整流二极管D2对在次级绕组H2(P6端子-P5端子间)产生的高频脉冲进行整流后，经扼流圈L再用平滑电容器C进行平滑滤波，就在Y1端子-Y2端子间产生直流(直流电压V02)。
在Y1端子-Y2端子间产生的直流(直流电压V02)就成为用整流二级管D1和整流二极管D2整流后又经扼流圈L再由平滑电容器C进行过平滑滤波的合成电压。
逆变器4具有直流-交流变换功能，将Y1端子-Y2端子间产生的直流(直流电压V02)变换为交流(例如50Hz/200V)，并作为分散型电源将交流功率进行系统并网。
防偏磁部件3具有电流传感器或电流偏差运算功能、驱动控制功能、驱动信号发生功能等硬结构的处理功能、软结构或硬/软混合结构的处理功能，检测流经脉冲变压器T的初级绕组M1的线圈电流I1和流经初级绕组M2的线圈电流I2，运算线圈电流I1和线圈电流I2的偏差，来判定在初级绕组M1或初级绕组M2中是否发生偏磁。
偏磁的判定由线圈电流I1和线圈电流I2的失衡来进行。例如，线圈电流I1超过线圈电流I2时(I1＞I2)，一旦初级绕组M1产生的磁通超过最大磁通密度而处于饱和状态，由于电感下降，线圈电流I1增大，由此判断为发生了偏磁现象。
另一方面，线圈电流I2超过线圈电流I1时(I2＞I1)，一旦初级绕组M2产生的磁通超过最大磁通密度而处于饱和状态，电感下降，线圈电流I2增大，由此判断为发生了偏磁现象。
另外，在线圈I1和线圈电流I2相等(I1＝I2)时，判断为初级绕组M1和初级绕组M2的都没有发生偏磁现象。还有，在通常状态下，只要开关元件2a和开关元件2b的特性(配对性)、初级绕组M1和初级绕组M2的特性(圈数、电感等)以及驱动信号SD1和SD2的电平(H电平期间)一致，就不会发生偏磁现象。在初始状态下，调整并设定驱动信号SD1和SD2的电平(H电平期间)，使初级绕组M1、初级绕组M2不发生偏磁现象。
在线圈电流I1超过线圈I2(I1＞I2)发生偏磁现象的情况下，与电流ΔI(＝I1-I2)对应地缩短驱动信号SD1的H电平的期间，来缩短开关元件2a的接通期间，使线圈电流I1减少并与线圈电流I2一致，使电流平衡，由此来防止偏磁现象。
如上所述，开关元件(2a、2b)接通期间的缩短把控制线圈电流(I1或I2)流动得多的一方作为基本。
因为线圈电流I1和线圈电流I2的流动期间不同(不足各自不同的1/2周期)，所以用一个周期的线圈电流I1和线圈电流I2的平均值之差、按相互反极性检测线圈电流I1和线圈电流I2再进行加法运算来检测出线圈电流I1和线圈电流I2的电流偏差ΔI(＝I1-I2)，或者用对于线圈电流I1和线圈电流I2量(例如积分值)之差、加法运算等来检测出线圈电流I1和线圈电流I2的电流偏差ΔI(＝I1-I2)。并且，电流偏差ΔI(＝I1-I2)也可以是规定周期的平均值。
驱动信号SD1和SD2由PWM(Pulse Width Modulation：脉冲宽度调制)信号或与PWM信号对应的信号形成。
在本实施例中，由线圈电流I1和线圈电流I2的电流偏差ΔI来检测偏磁现象，并使线圈电流I1和线圈电流I2平衡，由此来防止偏磁现象，但也可以用脉冲变压器T的初级和次级的功率来检测偏磁现象，或把初级线圈电流的急剧增加作为偏磁现象的动作用微分电路进行检测，再使线圈电流I1和线圈电流I2平衡，从而防止偏磁现象。
这样，由于本发明的变电装置1设置有防偏磁部件3，该部件检测流经脉冲变压器T的两个初级绕组(初级绕组M1、初级绕组M2)的线圈电流(I1、I2)，再根据线圈电流偏差(ΔT)调整两个开关元件(2a、2b)的接通期间，使线圈电流平衡(I1＝I2)，来防止脉冲变压器T的初级绕组(初级绕组M1、M2)的偏磁，所以根据线圈电流偏差的极性(+或-)和线圈电流偏差来特定开关元件，决定接通期间，就能使流经脉冲变压器T的两个初级绕组(初级绕组M1、初级绕组M2)的线圈电流(I1、I2)相同，用简单的构成就能防止脉冲变压器的偏磁。
由于本发明的直流电源是太阳电池或燃料电池，所以能拓宽家用电器用的分散型电源所使用的直流电源的利用范围，并能提高变电装置的便利性。
图2是本发明防偏磁部件一实施例主要部分方框构成图。在图2中，变电装置5具备构成推挽式逆变器的MOSFET(MOS场效应晶体管)-Q1、MOSFET-Q2、脉冲变压器T、整流二极管D1、整流二极管D2、扼流圈L、平滑电容器C、防偏磁部件3以及逆变器4。
变电装置5仅在开关元件2a和开关元件2b采用MOSFET-Q1和MOSFET-Q2方面及防偏磁部件3具有电流传感器6、积分器7、驱动控制器8、驱动器8方面与变电装置1不同，所以省略对脉冲变压器T、整流二极管D1、整流二极管D2、扼流圈L、平滑电容器C和逆变器4的说明。
MOSFET-Q1的漏极与脉冲变压器T的初级绕组M1的P1端子连接，源极与连接于直流电源15(直流电压V01)的-(负)极的X2端子连接，一旦防偏磁部件3的驱动器9把控制接通期间的驱动信号SD1供给栅极G，脉冲状的线圈电流I1就沿X1端子→P2端子→初级绕组M1→P1端子→MOSFET-Q1(漏极-源极间)→X2端子的路径流动，并在初级绕组M1中产生高频脉冲。
MOSFET-Q2的漏极与脉冲变压器T的初级绕组M2的P3端子连接，源极与连接于直流电源15(直流电压V01)的-(负)极的X2端子连接，一旦防偏磁部件3的驱动器9把控制接通期间的驱动信号SD2供给栅极G，线圈电流I2就沿X1端子→P2端子→初级绕组M2→P3端子→MOSFET-Q2(漏极-源极间)→X2的路径流动，并在初级绕组中产生高频脉冲。
下面，说明防偏磁部件3。电流传感器6由变流器构成，按相互反极性(±)检测流经初级绕组的线圈电流I1和流经初级绕组M2的线圈电流I2，为了按相互反极性(±)检测线圈电流I1和线圈电流I2，设定贯通变流器的布线CL1和布线CL2的方向，使流经连接P1端子的布线CL1的线圈电流I1的方向与流经连接P3端子的布线CL2的线圈电流I2的方向相反。
例如，把连接P3端子的布线CL2返回贯通变流器，就能把流经连接P1端子的布线CL1的线圈电流I1与线圈电流I2的极性设定为相互反方向。在该状态下，如果设线圈电流I1为+(正)，就能按-(负)向检测到线圈电流I2。
图3是本发明的电流传感器的一实施例构成图。在图3中，电流传感器由变流器(CT：Current Transformer)10构成，把连接到图2所示的脉冲变压器T的初级绕组M1的P1端子的布线CL1和连接到初级绕组M2的P3端子的布线CL2贯通在变流器(CT)10内。
如果设流经布线CL1的线圈电流I1为+(正)，则流经布线CL2的线圈电流I2(与线圈电流I1反方向)就为-(负)，并能取出由变流器(CT)10的变流比决定的检测电流nI1、-nI2。
图4是本发明的驱动信号和检测电流的关系图。图4(a)表示驱动信号的波形，图4(b)表示检测电流的波形。图4(a)所示的驱动信号SD1和驱动信号SD2输出比各自一个周期T的1/2周期(T/2)短的H电平接通信号(Q1接通、Q2接通)。
图4(b)所示的检测电流在与H电平的接通信号(Q1接通)对应的期间输出线圈电流I1的+(正)极性检测电流nI1，接着在与电平的接通信号(Q2接通)对应的期间输出线圈电流I2的-(负)极性检测电流-nI2。
由于变流器(CT)10仅用一个传感器就能按相互反极性(±)检测到线圈电流I1和线圈电流I2，所以能容易得到线圈电流I1和线圈电流I2的电流差ΔI(＝I1-I2)。
这样，由于本发明的电流传感器6由CT10构成，并能按相互反极性检测到流经脉冲变压器T的两个初级绕组(初级绕组M1、初级绕组M2)的线圈电流I1、I2，所以能用一个CT10检测出流经两个绕组的线圈电流偏差ΔI(＝I1-I2)，从而能实现装置的简单化。
返回到图2，积分器7由R(电阻器)C(电容器)积分电路构成，用电阻器将由变流器(CT)10检测到的一个周期T的检测电流nI1、一nI2变换成电压，对将检测电流nI1进行过电压变换的+(正)脉冲进行积分，得到+(正)积分值SI+后，对将检测电流-nI2进行过电压变换的-(负)脉冲进行积分，得到-(负)积分值SI-。
积分器7备有加法器，把+(正)积分值SI+和-(负)积分值SI-加起来，将一个周期T的积分信号SI(＝SI++SI-)供给驱动控制器8。
驱动控制器8由对积分信号SI的PWM增/减信号数据表、PWM信号发生器等构成，产生对应于积分器7供给的积分信号SI的PWM增/减信号，并把对应于PWM增/减信号的驱动控制信号(PWM信号)SC提供给驱动器9。驱动控制信号(PWM信号)SC决定MOSFET-Q1(或-Q2)并控制接通期间，以减少积分信号SI的绝对值大的一侧的线圈电流(I1或I2)，使线圈电流I1和线圈电流I2相等而使之平衡。
这样，由于本发明的驱动控制器8根据积分器7积分的积分值SI的极性决定控制接通期间一侧的开关元件(MOSFET-Q1或-Q2)，所以能控制线圈电流I1(或I2)流得多的开关元件(MOSFET-Q1或-Q2)的接通期间，并能使流经脉冲变压器T的两个初级绕组(初级绕组M1、初级绕组M2)的线圈电流I1、I2平衡。
驱动器9由放大器、输出电路等构成，根据驱动控制器8供给的驱动控制信号(PWM信号)SC产生足以能驱动MOSFET-Q1或MOSFET-Q2的驱动信号SD1、SD2，分别供给MOSFET-Q1和MOSFET-Q2的栅极G。
构成防偏磁部件3的检测线圈电流I1、线圈电流I2的电流传感器6(变流器(CT)10)、积分器7、驱动控制器8、驱动器9、MOSFET-Q1、MOSFET-Q2形成反馈环，使线圈电流I1和线圈电流I2平衡，继续反馈控制，直至防止出现偏磁现象为止。
这样，因为本发明的防偏磁部件3具备检测流经脉冲变压器T的两个初级绕组(初级绕组M1，初级绕组M2)的线圈电流I1、I2的电流传感器6、在规定期间(一个周期)对检测到的线圈电流I1、I2进行积分的积分器7、输出对应于积分器所积分的积分值的驱动控制信号SC的驱动控制器8、根据驱动控制器8供给的驱动控制信号SC输出调整两个开关元件(MOSFET-Q1、MOSFET-Q2)的接通期间的驱动信号SD1、SD2的驱动器9，所以能根据所检测到的线圈电流nI1、-nI2特定线圈电流流得多的开关元件(MOSFET-Q1、MOSFET-Q2)，调整所特定的开关元件的接通期间，使流经脉冲变压器T的两个初级绕组的线圈电流I1、I2平衡(I1＝I2)，能把因线圈电流的不平衡而引起的脉冲变压器的偏磁现象防范于未然。
如以上说明的那样，本发明的推挽电路方式的变电装置具备防偏磁部件，能检测流经脉冲变压器的两个初级绕组的线圈电流，根据线圈电流调整两个开关元件的接通期间，使线圈电流平衡，防止脉冲变压器的初级绕组的偏磁，所以能根据线圈电流偏差的极性和线圈电流偏差来特定开关元件，决定接通期间，使流经脉冲变压器的两个初级绕组的线圈电流相同，能以简单的结构防止脉冲变压器的偏磁。
由于本发明的防偏磁部件具备检测流经脉冲变压器的两个初级绕组的线圈电流的电流传感器、在规定期间对所检测到的线圈电流进行积分的积分器、输出对应于积分器所积分的积分值的驱动控制信号的驱动控制器、根据驱动控制器供给的驱动控制信号输出调整两个开关元件的接通期间的驱动信号的驱动器，所以能根据所检测到的线圈电流特定流过较多线圈电流的开关元件，调整所特定的开关元件的接通期间，使流经脉冲变压器的两个初级绕组的线圈电流平衡，能防止因线圈电流的不平衡引起的脉冲变压器的偏磁现象于未然。
另外，由于本发明的电流传感器由CT构成，能按相互反极性检测流经脉冲变压器的两个初级绕组的线圈电流，所以用一个CT就能检测流经两个组的线圈电流偏差，能实现装置的简单化。
并且，本发明的驱动控制器根据积分器所积分的积分值的极性决定控制接通期间侧的开关元件，所以能控制流过较多线圈电流的开关元件的接通期间，能使流经脉冲变压器的两个初级绕组的线圈电流平衡。
由于本发明的直流电源是太阳电池或燃料电池，所以能拓宽家用电器用的分散型电源所使用的直流电源的利用范围，能提高变电装置的便利性。

Claims (5)

1.一种推挽电路方式的变电装置，以两个开关元件交替接通/断开而使直流电源变换成高频脉冲，将所变换的高频脉冲施加在脉冲变压器的两个初级绕组上，对由上述脉冲变压器两个初级绕组得到的相互极性不同的高频脉冲进行整流、平滑滤波，产生直流，将所产生的直流变换成交流电源；其特征在于具备防偏磁部件，该部件检测流经上述脉冲变压器两个初级绕组的线圈电流，根据线圈电流偏差，调整上述两个开关元件的接通期间，使线圈电流平衡，防止上述脉冲变压器初级绕组的偏磁。
2.如权利要求1所述的推挽电路方式的变电装置，其特征在于上述防偏磁部件具备检测流经上述脉冲变压器的两个初级绕组的线圈电流的电流传感器、在规定期间对所检测到的线圈电流进行积分的积分器、输出对应于上述积分器所积分的积分值的驱动控制信号的驱动控制器、根据上述驱动控制器供给的驱动控制信号输出调整上述两个开关元件接通期间的驱动信号的驱动器。
3.如权利要求2所述的推挽方式的变电装置，其特征在于上述电流传感器由CT(变流器)构成，按相互反极性检测流经上述脉冲变压器两个初级绕组的线圈电流。
4.如权利要求2所述的推挽方式的变电装置，其特征在于上述驱动控制器根据上述积分器所积分的积分值的极性来决定控制接通期间侧的上述开关元件。
5.如权利要求1所述的推挽方式的变电装置，其特征在于上述直流电源是太阳电池或燃料电池。
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