CN1460341A - 正交幅度调制(qam)解调器中的时序恢复电路 - Google Patents

Abstract

QAM解调器中的时序恢复电路，它使用一符号率连续地可调的内插滤波器。本发明所使用的内插方法是定义为每内插间隔的时间的函数，而不是如已有技术那样以每取样间隔的时间定义的函数。这使内插滤波器在复杂性和性能方面完全独立于符号率并能提供较好的对相邻信道的抑制，这是因为内插器抑制了大部份在接收的频道的带宽以外的信号。

Description

正交幅度调制(QAM)解调器中的时序恢复电路

发明领域

本发明涉及一种用于解调按正交幅度调制(QAM)所调制的信号的正交幅度调制(QAM)解调器。

发明背景

正交幅度调制(QAM)是一种中频(IF)调制模式，其中，正交幅度调制信号是把两个彼此独立产生的基频带信号以两个正交载波进行幅度调制，并将所得的信号相加所产生的。正交幅度调制可用作把数字信息调制成一方便的频带。这可以把被一信号所占据的光谱频带与传输线的通频带匹配以容许信号频分复用、或可允许使用较小的天线辐射信号。

正交幅度调制已被数字视频广播(DVB)、数字音频视频委员会(DAVIC)及多媒体电缆网络系统(MCNS)等的标准化组织采用，用于作同轴电缆、混合光纤同轴数字电视信号传输以及微波多点分配无线系统(MMDS)电视网络。

正交幅度调制模式有不同的编码级别(4，16，32，64，128，256，512，1024)，它能提供2，4，5，6，7，8，9及10百万位(mbit)/秒(s)/百万赫(MHz)。这可为美国6MHz的有线电视频道提供到约42mbit/s(正交幅度调制-256)，又或对欧洲8MHz的有线电视频道提供到约56mbit/s。这相等于在单一的模拟电视频道的等效带宽上传输十个PAL制式或SECAM制式的频道，和大约两到三个高清晰度电视(HDTV)节目。音频和视频流是以数字编码和变换为由188字节所构成的MPEG-2传送流信息包。

位比特流会被分为n位信息包。而每一个信息包会被映射为一个正交幅度调制符号，这个符号由两个组分I和Q为代表(例如：n＝4bits被映射为一16-正交幅度调制符号，n＝8bits被映射为一256-正交幅度调制符号)。I和Q组分会被一正弦和一余弦波(载波)过滤及调制而形成一单一的射频(RF)频谱。组分I和Q通常以一群集代表，它代表可能的离散值(同相位及正交坐标)。传输信号s(t)的方程式如下：

s(t)＝Icos(2πf₀t)-Qsin(2πf₀t)，其中，f₀是射频信号的中心频率。I和Q组分通常是在发送器和接收器中以余弦波平方(自乘余弦波)滤波的滤波波形。因此，  所得出的射频频谱大约是以f₀为中心及拥有R(1+α)的带宽，其中R是符号传输率，而α是自乘余弦波滤器的衰减因数。因为n位被映射为每时间单位一个1/R一正交幅度调制符号，所以符号传输率是传输位率的1/n^th。

为了要从调制载波中恢复基频带信号，在传输线的接收端  用一解调器。接收信号的接收器必须控制输入放大器的增益、恢复信号的符号频率、及恢复射频信号的载波频率。在完成这些主要的功能后，接收于I/Q群集中一点，而它是传输的正交幅度调制符号及于传输过程中加入的噪声总和。接着，为了要确定最有可能被发出的正交幅度调制符号，接收器基于位于正交幅度调制系统一半距离的线路进行一阈值判定。从这个符号，比特以使用于调制器中相同的映射被非映射。

通常，这些比特接下来会经过一前向错误解码器，以更正对实际传输的交幅度调制符号可能发生的错误决定。这个前向错误解码器通常包含一去交错器，它的作用是把可能已猝发的错误群分散，否则它们会更难于加以改正。

一般而言，在数据接收器中，时序必须要与进入数据信号的符号同步。在模拟系统中，同步化一般地由改变本机时钟的相位或是以进入信号再产生一个时序波来解决。可是，在涉及数字技术的情况下，其中信号是被取样，取样时钟必须保持与符号时序的独立。在这些情况下，内插滤波就被用作处理由模拟/数字转换器所产生的数字取样。

两编由F.M.Gardner写的文章[一篇是F.M.Gardner的题名为“数字调制解调器中的内插法-第一部分：基础理论”，刊载于1993年3月的IEEETransaction on conmunication，Vol.41，No3上；一篇是F.M.Gardner的题名为“数字调制解调器中的内插法-第二部分：实施及性能”，刊载于1993年6月的IEEE Transaction on conmunication，Vol.41，No6]上描述了一内插技术的基本方程。在文章中Gardner，提出了一内插控制方法，概括了适合内插器的信号处理特性和描述了内插控制方法的实施。这将会于发明中更深入地加以描述，此用一时间连续滤波器的内插数学模型；包括一假设的数字/模拟转换器，跟随其后的是一时间连续的滤波器h(t)，和一个在时间t＝kT_i的再取样器。输出内插值由以下方程表示 $y\left({\mathrm{kT}}_i\right)=\underset{m}{\mathrm{\Σ}}x\left({\mathrm{mT}}_s\right)h({\mathrm{kT}}_i-{\mathrm{mT}}_s)---\left(A\right)$ mT_s值代表模拟/数字转换器的取样时刻。再取样时刻t＝kT_i是由数控振荡器所产生。此数控振荡器在每一mT_s时间产生两个信号。第一个信号是一溢出信号ζ，它表示一再取样时刻(t＝kT_i)已发生于前一次的T_s周期。第二个信号是一T_i-分数(部分)信号η，ηT_i表示自前一次再取样时刻。

在Gardner参考文献中所提出的内插方法中，方程(A)由引入分数区间来重新整理， $\mathrm{\μk}=\frac{{\mathrm{kT}}_i}{T_s}-m_k$ 和一滤波器指数： $i=\mathrm{int}\left[\frac{{\mathrm{kT}}_i}{T_s}\right]-m$ 方程(A)便可以被重写成： $y=\left(\mathrm{kTi}\right)=\underset{i=I_1}{\overset{I_2-1}{\mathrm{\Σ}}}x\left[(\mathrm{mk}-i)T_s\right]h\left[(i+\mathrm{\μk})T_s\right]---\left(B\right)$ 接着为h(t)选择一长度为(I₂-I₁+1)T_s的有限脉冲响应。以这个选择，方程(A)便可以用一个有(I₂-I₁+1)抽头的有限脉冲响应滤波器进行计算。每一个抽头可被运算为一分数区间μk的函数，而提供的结果为：

h((i+μk)T_s)＝fi(μk)                     (C)所以，脉冲响应h(t)是变量t/T_s的函数。这意味着内插器的过滤特质，例如频寬，相对于取样时钟而固定的，而非决定于输入信号x(t)的有效部份。一般而言，对一个理想的输入信号x(t)，内插信号y为对一高波特比率1/T衰减得较多，因为输入信号的频寬会相对于插器的频寬是较大的。再者，于实际调制解调器应用中，输入信号x(t)是有效信号x_u(t)的总和，其频宽正比于传输率1/T和那些需要被过滤且其频宽可能与1/T_s相等的不完善信号X_m之和。在这种情况下，很明显地内插的不完善信号Y_m于低传输率1/T时是比高传输率时重要得多。

在已有技术的内插方法中，例如于Gardner的参考文献中，分数区间指数不是直接由数控振荡器所输出，因此要计算出来。Gardner提出了一计算μk的式子： $\mathrm{\μk}=\frac{\mathrm{\η}\left(m_k\right)}{W\left(m_k\right)}---\left(D\right)$

提出一些实际的渐近法来计算这式子。另外，在实际的数字信号处理器或其他电路中，计算能力的使用在低传输率1/T时效率不高。所以，当传输率下降时，处理器的处理能力和过滤性能也同时下降。

本发明的目的是提供一种使用于正交幅度调制解调器的时序恢复电路，它使用一种独立于符号率及拒绝大部份于接收信道频寬以外的信号的内插法。

本发明的进一步目的是提供一种时序恢复电路，它使用一种容许内插的时序及频率响应相对于内插值率从而相对传输率保持不变内插方法。

本发明概要

上述目的已通过QAM解调器中的时序恢复电路来实现，它使用一符号率连续地适应的内插滤波器。与已有技术内插的方法不同，在已有技术的内插法中，使用被定义为t/Ts(时问/取样间隔)的函数的内插法，而在本发明中所使用的内插方法是定义为t/Ti(时间/内插间隔)的函数的内插法。这使得内插滤波器完全独位于符号率(在复杂性和性能方面)及提供更佳的对相邻信道的抑制，因为内插器会拒绝大部份于接收信道频宽以外的信号。

再取样的信号由数控振荡器送到内插滤波器，它是由一信号所控制，此信号估计取样区间/内插区间的比值。内插是以使用倍增器-累加器运算器而实行的。时序恢复电路的输出会先被送到一接收滤波器，之后再送到一载波恢复电路以恢复载波信号。

附图说明

图1是一网络接口单元的方块图，其中使用本发明的解调器。

图2是本发明的解调器的方块图。

图3是示于图2中的解调器的第一AGC单元的方块图。

图4是示于图2中的解调器的第二AGC单元的方块图。

图5是示于图2中的解调器的一部份的方块图。

图6是示于图2中的解调器的直接数字合成器的方块图。

图7是示于图2中的解调器的数字时序恢复电路的方块图。

图8是熟知的内插模式的方块图。

图9是用于图7中数字时序恢复电路的内插模式的方块图。

图10是用于图2中的解调器的符号探测电路的相位噪声及加性噪声估计器的方块图。

图11是用于图2中的解调器的双比特错误率估计器的方块图。

本发明的较佳实施例

参考图1，本发明中的正交幅度调制解调器99可以作为一网络接口单元92的一部份。网络接口单元92是被定义为电缆网络所接收到的信号95和多路信号分离器的输入信号93之间的接口区块。电缆网络送来的信号95会被输入到调谐器96。调谐器会于输入端接受47MHz至862MHz范围内的频率及把所选择的频率下降转换为一中频(IF)。这个中频频率取决于信道频寬，它和地区位置有关。例如，美国国家电视系统委员会(NTSC)，美国和日本是一具有大约44MHz中频的6MHz信道，而PAL制/SECAM制和欧洲是一具有大约36MHz中频的8MHz信道。调谐器的输出会被输入一表面声波(SAW)滤波器97，中频频率等于表面声波滤波器的中心频率。表面声波滤波器97的输出会被送到放大器98，它的作用是补偿表面声波滤波器的衰减，之后，放大器98的输出会被送到正交幅度调制解调器99。放大器98也可以有由一正交幅度调制解调器99的自动增益控制信号94所控制的可变增益。正交幅度调制解调器99也可被用于其他使用正交幅度调制或QPSK解调的数字传输系统，例如：无线通信链路、无线本地环路、或家电网路。

在图2中，本发明中的正交幅度调制解调器99包括一接收中频输入信号12的模拟/数字转换器25。模拟/数字转换器25会从中频信号12中取样和产生大约围绕中频信号12的中心频率F₀的一数字频谱。模拟/数字转换器25的输出信号14会被送到一基频转换电路，它包括一直接数字合成器30，目的是为了把中频信号转为基频信号。模拟/数字转换器25的输出信号14也会被送到控制模拟/数字转换器25的输入信号口的模拟增益的第一个自动增益控制电路(AGC1)。

当信号已被转换为具有一个有信号元件I(相位)和Q(正交)的基频信号后，此基频信号会被送到时序恢复电路35，此时序恢复电路是用来把解调器电路的时序与输入信号的符号同步的。时序恢复电路35使用一连续可变内插滤波器来输入信号取样，它可使此电路恢复很大范围的符号率，将在下面进一步说明。此信号会被输送到一数字倍增器210，它是第二自动增益控制(AGC2)电路20的一部份。之后，此信号经过一接收滤波器40，然后再进入一均冲器45。AGC2电路20是一数字AGC电路，它的作用是微调均冲器45输入的信号的电平。数字AGC电路20只考虑信号本身，因为相邻信道道已被接收滤波器40滤掉。因此，以数字方式补偿模拟AGC1电路10，它可能会因相邻信道而减低了输入功率。接收滤波器40是一平方根自乘弦类滤波器，它可以支持由0.11至0.30的转降系数，及接受时序恢复电路的输出信号和确保有高于43dB的对频带外信号的抑制。这种有效的抑制能增加网络接口单元对相邻信道的阻挡容限。均冲器45能修正在网络中所遇到的不同的损伤，如不需要的振幅频率或相位频率响应。有两种均冲器结构可以选择，具有可选择的中心抽头位置的横向式或判决反馈式。

均冲器45的输出信号会被送到载波恢复电路50以恢复载波信号。载波恢复电路50可采集和追踪一些如符号率12％的频率偏移。被恢复的频率偏移会被I2C接口所监察。此信息可被用作从新调整调谐器或解调器频率以减低信号于滤波过程中的衰减，这有助改善位错误率。载波恢复电路50的输出信号52被送到在数字AGC2电路20中的一符号判决电路55及一功率比较器电路230和数字环路过滤器220以提供一增益控制信号225给倍增器210。在符号判决电路55中，信号会被送到一符号阈值探测器，再到一差动解码器，最后会到达一DVB或DAVIC去映射，它产生送到正向纠错电路60的恢复的位流57。符号判决电路的输出57也会被输送到功率比较器电路230。

前向纠错(FEC)电路60首先会进行一帧同步61。其中，比特流于输出中会被分解成204字节的信息包。接着，信息包会被输送到一去交错器及列德一索罗蒙(RS)解码器65中被去交错。之后，RS解码器会对每信息包进行最多八个错误(字节)的改正。RS解码器也会提供其它关于没有被改正的信息包及于信息包中已被改正的字节的位置的信息。交错器有两种深度可供选择：12(DVB/DAVIC)和17。深度17会增加系统对脉冲噪声的强度，但假设信号是以与监察器相同的数值被交错的。在RS解码之后，信息包除去扰频以去除能量的分散，FEC电路60的数据输出93由MPEG-2运输系统(TS)信息包组成的，并且它是解调器99的输出。此外，位错误率信号68、69被传送到一双比特误差估计器70，后者根据误差改正和帧图形识别估计低或高的比特误差率并产生一比特误差率信号72。

如前文所述，双自动增益控制(AGC)电路位于接收滤波器之前及之后，以控制信号的接收电平。第一个AGC电路10控制A/D转换器输入信号的模拟增益。参考图3，为了评估接收信号14的信号电平和把它与预定的信号电平作比较，AD转换器25的输出信号14被送到AGC1 10的功率估计电路110。电源估计电路110包括了一个方波模组130以把信号14转换为会被输入到比较器140的方波。比较器140会把输入信号和一预定的参考电压作比较，或与比较器阈值电压，当输入信号电平与比较器阈值电压值相等时产生一输出信号。比较器阈值电压，或参考电压可用以修正电路120加以调整。修正电路120监察来自相邻信道125的信号相应地调整参考电压。另外，一饱和计数器115探测A/D转换器中有否饱和，如有，便会送出一信号到修正电路120以调整参考电压来消除饱和。当信号通过比较器140后，功率估值器电路110的输出信号会被送到一数字环路滤波器150，它会以信号中除去载波频率成份及谐波，但会保留信号的元始调制频率通过。数字环路滤波器150接收一配置信号152，它对放大器的最高增益进行设定以限制非线性度。数字环路滤波器150的输出信号162会被转为一脉冲宽度调制(PWM)信号160，它会彼送到一产生信号167的RC滤波器170，信号167控制A/D转换器的放大器的模拟增益。数字环路滤波器的另一个输出产生一信号155用以监察该数字环路滤波器的增益值。因为功率估值是由数字环路控制所估计，控制模拟增益的PWM信号产生非常稳定的控制。

第二AGC电路20位于接收滤波器40之后，所以它只要考虑QAM信号的接收功率及在阈值判定前调整内部放大电平到一正确的电平。第二AGC电路20会补偿第一AGC电路由相邻信道所导致的衰减，也会把信号电平正确地调整到QAM信号的判定阈值电平。参考图4，时序恢复电路的输出信号42会被送到第二AGC电路20的数字倍增器210。数字倍增器210把信号倍频，之后会被送到接收滤波器40，平衡器45和载波恢复电路50，如前文所述。载波恢复电路50的输出会反馈到第二AGC电路20功率比较器电路230，它把来自载波恢复电路的输出信号52与一组QAM值作比较。数字环路滤波器220过滤出所有错误信号及提供一增益控制信号225给数字倍增器210。另外，为了监控增益的数量，数字环路滤波器会产生一信号227。

参考图5及图6，上述的直接数字合成器(DDS)30在接收滤波器40的频宽内对来自A/D转换器25的信号14进行数字调谐使之即使在接收器有大的频率偏移的情况下及提供更大的弹性给输入信号所用的频率值。为了要对信号进行数字调谐以使该信号处于在接收滤波器的频宽以内，中频(IF)到基带信号的转换是由在接收滤波器40之前使用第一DDS 30，以把信号数字地用谐到表收沁滤波器的带宽之内以及在载波恢复电路50内的第二DDS 545微以调在时序恢复35后的信号相位和平衡器电路45共同完成的。

参考图6，当IF信号12通过A/D转换器25后，A/D转换器的输出数字信号14会被送到一倍频器304，它是DDS 130的一部份。倍频器304把数字信号14转换成形成QAM符号的I(相位)及Q(正交)两个平行组合。这些信号即I及Q组合接着会经过接收滤波器40、平衡器45及载波恢复电路50，如前文所述。参考图5，载波恢复电路50包括一用作恢复被送到数字AGC之电路20和符号探测电路55的载波信号的频率偏差探测器电路525和一相位率偏差探测电路535。被恢复的频率偏差可以透过一I2C接口在而被监察。为了要减低信号在滤波时的损失，从而改进位错误率，此信息可以被用作调谐器频率的再调整。为了要在接收滤波器40之前完全准确地恢复此频率，此信息也可以作为信号527被送到DDS1电路30。相位探测电路535会送出一信号537到DDS2电路545。使用双DDS结构以控制由IF信号降频到基频信号是有利的。因为长途频率降频接换对频率恢是最理想的，这是由于它是在接收过滤器40之前完成的，可以在均衡和载波频率评估前维持最高的信号能量，而短途载波相位恢复的对相位跟踪是最理想的，特别是在信号上有相位噪声的情况下。

参考图6，载波恢复频率返馈信号527会被送到在DDS1电路30内的加法器电路306。加法器电路306把频率返馈信号527加到被设配置的IF频率27上，而所得出的信号会被送到一积聚由频率返馈信号527所决定的频率单元的相位积聚电路305。此信号会被送到一常数表303，表内包括合成信号的正弦值。合成信号316曾会被返到倍频器304。参考图5，第二DDS2电路545以同样的方式运作，但它合成的是相位探测电路535的输出信号537。纯数字载波恢复可消除电压控制振荡器度(VCO)的使用，而且提供在准确性及信号的残余相位噪音方面是较好的载波恢复。参考图7，为了对输入信号进行再取样，时序恢复电路35使用一符号率还连续地调整的内插滤波器352。与已有技术不同，已有技术内插方法以所使用的插提供函数定义为t/Ts(时间/采样间隔)，而使用于本时序恢复电路35的内插方法的定义为t/Ti(时间/内插间隔)的函数。这可使内插滤波器能在性能及复杂性方面完全独立于符号率，同时能提供较好的相邻频道抑制。因为该内插器会抑制大部份要接收频道的频宽以外的信号。在调制调解器中应用内插法的目的是有处理由模数转换器以着要以速率速率1/Ts所产生的数字取样x(kTs)325，以速率1/Ti产生”内插值”y(kTi)365，1/Ti是传输波特率1/T的倍数。

下面将描述用时间连续滤波器的内插法。数学模式是参考图8而描述。它包括一个产生摸拟脉冲814的假设的模拟/数字转换器802，其后跟随一个时间连续滤波器h(t)804，及一个时间t＝kT_i的再取样器806在。输出的内插值820由下式表达示 $y=\left({\mathrm{kT}}_i\right)=\underset{m}{\mathrm{\Σ}}x\left[\left({\mathrm{mT}}_s\right)h({\mathrm{kT}}_i-{\mathrm{mT}}_s)\right]---\left(B\right)$

回过来参考图7，再取样(时刻t＝kTi)是由数控制振荡器358所提供的。数控制振荡器358于每一次时间mTs产生两个信号。第一个信号36是一溢出信号ζ，它表示在上一次Ts时期发生了一再取样时刻(t＝kTi)。第二个信号362是一T_i-分数信号η，ηT_i表示由上一次再取样时刻后所经过的时间。

数控制振荡器358是由信号W(m)所控制的，它会估计T_s/T_i的比例。在实际的调制解器应用中，W(m)是由相位错误估值器或时序错误探测器354所驱动的环路滤波器356所提供的。

它可以以数学方式描述如下：

η(m)＝[η(m-1)-W(m)]mod-1

ζ(m)＝1ifη(m-1)-W(m)＜0                 (2)

ζ(m)＝0ifη(m-1)-W(m)≥0

已有技术的内插方法是使用一个被取样周期T_s标准化的滤波器h(t)，采用一Ts基点指数及一Ts分数间隔。在本发明所使用的内插方法中，方程式(1)被改写其中h是变量ηT_i的函数。这函数h的特性可于以使内插的时序与频率响应相对于内插率保持不变，因此也可以使它相对于波特率保持不变。要达到这种境地，首先请注意取样时刻mTs可被写为：

mT_s＝1_mT_i-η(m)T_i其中，Tη(m)是nco的直接输出，而(1m-1)是溢出(ζ＝1)的数值，自t＝0直到t＝mTs。引入包括所有m的整数间隔I₁，例如1m-1，方程式(1)现在可被写成 $y\left({\mathrm{kT}}_i\right)=\underset{1}{\mathrm{\Σ}}(\underset{{\mathrm{meI}}_1}{\mathrm{\Σ}}x\left({\mathrm{mT}}_s\right)\·h[(k-1+\mathrm{\η}\left(m\right))T_i\left]\right)---\left(3\right)$

假设h(t)是于间隔[I₁T_i，I₂T_i]期间的一有限长度脉脉冲应，方程(3)被重写成如下式指数j＝k-l： $y\left({\mathrm{kT}}_i\right)=\underset{j=I_1}{\overset{I_2}{\mathrm{\Σ}}}{a}_j\left[(k-j)t_i\right]---\left(4\right)$ 以及 $a_j\left({\mathrm{lT}}_i\right)=\underset{{\mathrm{mel}}_1}{\mathrm{\Σ}}x\left({\mathrm{mT}}_s\right)\·h\left[(j+\mathrm{\η}\left(m\right))T_i\right]$

最后的方程显示，内插位是由求和及延迟(I₁+I₂+1)项a_j(lT_i)计算出来的，其中a_j(lt_i)是在时间间隔[1+1]T_i，1T_i]内积累输入取样x(mTs)乘以系数h[(j+η(m))T_i]的值所产生的。

参考图9，a_j实际上是由一倍增加器(乘法器)-积累器操作器908进行的，当溢出信号ζ(m)＝1时，它会被重设。系数h[(j+η(m)T_i)是由一系数计算块909所产生的，输入η(m)则是由数控制振荡器(NCO)910所输出。

倍增加器(乘法器)-积累器运作于频率1/T_s，aj的总和是在频率等于1/T_i时计算出来的。对于于一低的比例T_s/T_i，一个高的倍增-积累的数目会被进行于一长的T_i期间。这使得Ti-内插器在对应于Ts时有较长的时间脉冲反应，以及在对应于取样频率时有一较窄的频率带宽。

由于实际的原因，h[(j+η)T_i]可以是在间隔[0，1]期间η和h[(j+η)T_i]＝p_j(η)的多项式函数。在实际实施时，选用3次式，因为这可减低计算的复杂性及可使脉冲反应h(t)具有很好的性能，只用很少的间隔T_i(一般是4到8)。一种特别形式的多项式也可以先用进一步降减低计算的复杂性。当多项式的次数，型式和数目(I₁+I₂+1)被选定后，多项式的参数可以由代表对脉冲响应h(t)的频谱限制的成本函数减至最少的方式而被计算出来。

用作计算系数h[(j+η(m))T_i]的变量η，不需要任何额外的计算及近似，这和已有技术T_s-内插方法是一样的。

参考图10，前面描述的载波恢复电路50包括一相位噪声估计电路506及一附加噪声估计电路507，它产生由QAM解调器所观察到的残余相位噪声和附加噪声。这估计使用户能优化载波环路频寬以达到最佳的相位噪声与附加式噪声之间的折表。已被接收的QAM符号504被送到一符号检测或判定块508。已被接收的QAM符号504是在I/Q座标的一点，它与一可能被传输的QAM符号距离接近，但因为噪声的关系而有所不同。符号检测或判定区块508决定最有可能被传输的QAM符号，这是用寻找接收QAM符号与可能被传输QAM符号之间的最短距离(阈值符号)而实现的。这样，符号检测或判定区块508可以决定那一个QAM符号已被转输。被判定的QAM符号509和被接收的QAM符号504之间的最少均方错误是由LMS错误方法505所决定，这应与本技术领域是大家都知道的。该LMS错误信号512是与被判定QAM符号509一起被输送到每一个相位噪声506及附加式噪声507估计器的。

相位噪声估计器是基于LMS错误(dx+jdy)的，其中dx+jdy＝(接收点-判定的QAM符号)。这个错误只考虑在I和Q(|a|+j|a|)上拥有最大及相同幅值的QAM符号。平均相位噪声是E[dx*dy]＝-|a|²E(ph²)，其中E代表平均值而ph是残余相位噪声。相位噪声估值器结果518不是取决定于附加式噪声。

附加噪声评估是基于与相位噪声评估一样的错误信号512，但是在噪声评估的误差只是基于I和Q上具有最少幅值(|a|＝1)于I和Q上的QAM符号。平均附加噪声是由E[dx*sgn(I)*I+dy(sgn(Q)*(Q)²)＝E(n²)给出，其中n代表复杂附加性噪声。附加性噪声估值器结果不是取决于信号的相位。

参考图11，从前述的符号检测电路来的被恢复的比特流57被送到一在前进错误改正解码器(FEC)60内的帧同步恢复电路(FSR)61。帧同步恢复电路61在输出端将比特解成204字节的信息包。然后，信息包被输送到幅图形计数器62，它在足够的数目的帧上维持帧的可辨认图形的数以得到额外的信息，如没有被前进错误改正解码器编码的同步图形。这些信息被输入到双BER单元70°的第一位错误率估值器715。之后，比特流信息包被送到解交错器和FEC解码单元65产生MPEG TS数据输出信号93。可改正错误69被送到一在双BER单元70内的计数器705，及后到第二BER估值器716。第一BER估值器单元715的输出和第二BER估值器单元716的输出到达一软件处理单元710，它比较这两个BER输出。这提供了另外关于噪声的类型的信息，如是否由一进发脉冲群或一分布错误所产生。对于低的位错误率，如少于10^-3，第二位错误率估值器716会产生更准确的数值。对于高BER，或如发生进发性错误群时，第二BER估值器716是不精确，因为已超出编码的改正能力。在这种情况下，第一BER估值器715将较为准确。

双位错误率估值器电路使它可估计传输连路的质量，即使对于严重失真或噪声严重的信道也是如此。这有助于辨认不良接收的原因。当交错器的强度能使足够的错误平均地扩散至帧上戥时，并把错降低到低予改正码的改正能力时，FEC解码器65能提供很准确的信息，但是当长的进发错误群时，提供的信息就便很不准确。

比较这两种类型的信息可提供一探测发生于网络上的噪声错误类型的方法，这可以，例如，探测不良接收是否因为进发噪声群还是由于其它问题(如相位噪声或衰落)所引起的。在进发冲噪声群很大时，虽然所有的错误可能于传输时的某一时刻发生但FEC解码器只显示一相对较低的位错率，进发噪音可以使由传输链路所承载的信息内容完全被修正，例如电视影像，声音等。双BER估值器电路可以较容易决定不良传输的原因从而解决这个问题。

Claims (7)

1.一种正交幅度调制(QAM)类型解调器，其特征在于，它包括：

一模拟/数字转换器，它接收一输入信号及产生一第一信号，

一基频转换电路，电气化地连接到模拟/数字转换器并接收第一信号及产生一基频信号，

一时序恢复电路它电气地连接到一基频转换电路及接收基频信号，该时序恢复电路包括一内插滤波器，用于对输入信号进行再取样，内插滤波器执行一内插功能，它独立于基频信号的符号率并产生一时序恢复输出信号，

一载波恢复电路，它电气地连接到时序恢复电路并接收时序恢复输出信号及产生一QAM信号，和

一符号探测电路，它电气地连接到载波恢复电路及接收QAM信号，

此时符号探测电路的输出信号是一已解调的数据输出信号。

2.如权利要求1所述的解调器，其特征在于，内插功能被定意为每内插间隔时间的函数。

3.如权利要求1所述的解调器，其特征在于，时序恢复电路包括：

一时序恢错误探测器，电气地连接到内插滤波器及接收一来自时序恢复输出信号的反馈信号，

一环路滤波器电子化地连接到时序错误探测器，及，

一数控振荡器电气地连结到环路滤波器及产生控制信号，其中包括被送到内插滤波器的溢出信号及Ti-分数信号。

4.如权利要求3所述的解调器，其特征在于，内插滤波器包括用作计算内插值的许多的倍增加器(乘法器)-累积器单元，其中，增倍加器-累积器单元接收多个的输入取样，把输入取样乘以多个的系数及在一时间间隔内积累已乘的取样。

5.如权利要求4所述的一解调器，其特征在于，多个的系数由一系数计算单元送出，此系数计算单元电气地连接到及接收由数控振荡器来的Ti-分数信号。

6.如权利要求4所述的解调器，其特征在于，溢出信号被送到倍增器(乘法器)-累积器单元，当溢出信号等于预定值倍增器(乘法器)-累积器单元会被重设。

7.如权利要求1所述的解调器，其特征在于，它还包括一接收滤波器，该接收滤波器电气地连接到时序恢复电路及载波恢复电路之间。

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