CN1455572A - 改进的声回波消除 - Google Patents

Abstract

本发明是一种用于降低出现在通信装置的返回信道中回波量的回波消除器及其实现的方法。该回波消除器包括用于产生回波衰减信号的处理单元。处理单元包括第一输入，第二输入和输出。第一输入用于接收作为回波前兆的第一信号。第二输入用于接收潜在包含回波的第二信号。输出用于输出回波衰减信号。通过组合第二信号和适应信号推导出回波衰减信号。适应信号是通过正规化回波衰减信号产生的以产生正规化适应信号，并组合正规化的适应信号与第一信号产生一中间信号。此外，中间信号被反正规化以产生适应信号。

Description

改进的声回波消除

技术领域

本发明一般涉及用于通信网络的自适应回波消除装置。具体来说，本发明涉及改进的回波消除及其实现的方法。

背景

在典型的电话网络中，可能存在两种类型的回波：声音回波与电回波。当使用免提电话终端时，声音回波可能出现在电话通信网络中。在终端从扬声器产生的语音信号以声波的形式通过声音环境(空气)传播，其部分被反射回到终端话筒。这种反射信号被传送回说话者，从而生成回波。在某些情形下，声音回波可能在耳机与话筒之间话音耦合不良的电话中出现。因而，两个不同的成分可能构成声音回波。第一是不希望有的从天花板、窗户或墙壁反射的远程话音，第二是扬声器与话筒的直接耦合。来自第一成分的回波可能延迟达200毫秒长。

由于连接从交换电话网(PSTN)的单向四线链路到本地两线回路所需的混合转换器的存在的结果而产生电回波。混合转换器的基本功能是从在PSTN部分接收的信号中分离出起源于本地回路中所传送的信号，以及相反过程。这个过程需要接收的信号的能量完全通过本地回路。然而，由于在混合转换器中阻抗的失配，部分接收的能量被反射回传送端口。结果是，说话人听到他自己的话音，这当然是不希望有的。

用于通信网络中回波降低的一种方法是使用回波抑制器。一种回波抑制器的作用如同转换开关，监视两个方向行进的话音信号。它检测人所说的话音并阻挡在相反方向行进的信号。这种回波抑制器的缺陷在于，当用户快速来回说话时，由于对监视语音活动的响应时间所至，该回波抑制器趋向于对话音信号“斩波”。此外，在双向谈话期间，即用户同时谈话时，这种抑制器不能控制回波。

为了避免回波抑制器的问题所提出的一种解决办法是提供一种电路或算法，不是阻挡通信链路中一个方向的语音信号，而是使用自适应滤波器消除回波。自适应滤波器是一种计算装置，试图对两个信号之间的关系以交互的方式实时建模。自适应滤波器在通信系统中很好地被接受，用于回波消除将线路均衡。自适应滤波器基于卷积。自适应滤波器最常使用的结构是有限脉冲响应(FIR)滤波器。

自适应滤波器能够作为开环滤波器或闭环滤波器实现。在闭环滤波器中，算法按迭代方式运算，并以新数据的到达及当前信号性能反馈参数更新可调节参数。在每一迭代期间，系统了解关于输入信号更多的特征。处理器基于最近的系统性能，即出错信号e(n)，对当前的参数集合进行调节。这样逐步逼近可调节参数值的最优集合。

图1示出标示210为的传统的(先有技术)自适应回波消除装置的框图。自适应回波消除装置210的一个输入是远端输入信号x(n)20。在这图示中，远端输入信号x(n)20可以是来自远端的终端，诸如电话，蜂窝式电话，通过IP电话的话音等。远端输入信号x(n)20是用来驱动免提近端终端中扬声器(未示出)的离散时间信号。

自适应回波消除装置210的另一输入是近端输入信号d(n)26。近端输入信号d(n)26是由免提近端终端的话筒(未示出)拾取的信号。近端输入信号d(n)26包含回波形式的远端输入信号x(n)20的一部分、背景噪声、可能还有本地语音。

自适应回波消除装置210的输出是向远端的输出的输出/误差信号e(n)28。自适应回波消除装置210可包含损失控制器，非线性处理器，辅助颤噪控制装置等(未示出)，以进一步处理输出到远端的输出/误差信号e(n)28。

自适应回波消除装置210包括一自适应FIR滤波211。自适应FIR滤波211包含主FIR组件230，加法器232及更新步长控制234。自适应FIR滤波211还包括用于接收远端输入信号x(n)20及近端输入信号d(n)26的输入。自适应FIR滤波器211输出输出/误差信号e(n)28，这可直接向远端输出或进而由上述组件之一处理。

主FIR组件230使用远端输入信号x(n)20作为基准信号。主FIR组件230输出被估计的回波信号y(n)236。如上所述，主FIR组件230是基于卷积的。

主FIR组件230还包括在图中由Z^-1标记的延迟单元。远端输入信号x(n)20耦合到第一延迟单元的输入。第一延迟单元的输出耦合到第二延迟第一的输入。第二延迟第一的输出耦合到后继的延迟单元的输入。后继的延迟单元的输出耦合到另一后继延迟单元(未示出)的输入。最后的延迟单元接收序列中前一的延迟单元的输出作为其输入。延迟单元的数目取决于自适应FIR滤波器211中抽头的数目。延迟单元的数目是抽头数目减一。

主FIR组件230还包括由包含抽头系数(即A_x)符号的圆圈标记的多个乘法器。远端输入信号x(n)20还耦合到第一乘法器。第一延迟单元的输出还耦合到第二乘法器的输入。第二延迟单元的输出还耦合到后继的乘法器的输入。后继的延迟单元的输出还分别耦合到每一后继的乘法器(未示出)的输入。最后的延迟单元的输出耦合到最后的乘法器的输入。乘法器的数目也取决于抽头的数目。抽头的数目等于乘法器的数目。每一乘法器具有第二输入。如以下将要说明的，更新的抽头系数向量A(k)的各分量分别耦合到每一乘法器的第二输入。

如上所述，主FIR组件230包括多个抽头。包围在虚线框238中的计算步骤(以下称为“淲波器抽头238”)是抽头的一例。滤波器抽头238的一个输入是远端输入信号x(n)20。在这例子中，来自延迟单元序列中前一延迟单元的远端输入信号x(n)20延迟的输出被输入到最后延迟单元。滤波器抽头238的另一输入是由更新步长控制234输出的更新的抽头系数A_N。特别是，更新的抽头系数A_N输入到最后的乘法器的另一输入。最后的延迟单元的输出被馈送到最后的乘法器的另一输入。最后的乘法器按更新的抽头系数A_N乘最后的延迟单元的输出。最后的乘法器的输出是抽头输出。这样，滤波器抽头238包含卷积步骤和系数适应步骤。

抽头的输出耦合到加法器240的多个输入。加法器240的输出是估计的回波信号y(n)236。加法器240的输出(即估计的回波信号y(n)236)耦合到加法器232负输入。近端输入信号d(n)26耦合到加法器232的正输入。

加法器232比较近端输入信号d(n)26与估计的回波信号y(n)236，并输出输出/误差信号e(n)28。这样，输出/误差信号e(n)28是近端输入信号d(n)26与主FIR组件230的估计的回波信号y(n)236之间的差。输出/误差信号e(n)28由自适应FIR滤波器211输出到远端。

输出/误差信号e(n)28还通过更新步长控制234反馈回主FIR组件230。更新步长控制234包括乘法器242和自适应系数算法244。输出/误差信号e(n)28输入到乘法器242的输入。乘法器242的输出被输入到自适应系数算法244的输入。自适应系数算法244的输出是更新的抽头系数向量A(k)。这样，更新步长控制234输出定义为A(k)＝[A₀，A₁，A₂，...A_N]的更新的抽头系数向量。

乘法器242包括由μ表示的步长因子。步长因子μ通常是一小的负常数。业内专业人员当可理解，可以使用可变步长μ。可能有某些情形，这时抽头的自适应系数的更新需要停止。例如，当出现本地语音信号时，抽头的自适应系数的更新需要停止。这种情形下，步长μ在数学上可反映为被设置成0。这有暂时禁止自适应功能的效果。

这样，在传统的自适应FIR滤波器211中，x(n)，d(n)和e(n)分别标记远端输入信号x(n)20，近端输入信号d(n)26及输出/误差信号e(n)28。自适应FIR滤波器211由远端输入信号x(n)20激发并由自适应算法驱动(例如，正规化最小二乘算法(NLMS或LMS))，以产生估计的回波信号y(n)236或回波信号的复制。然后通过从近端输入信号d(n)26减去估计的回波信号y(n)236而获得误差信号e(n)28，并可表示如下： $e\left(n\right)=d\left(n\right)-\left[{\mathrm{\Σ}}_{k=0}^{N-1}A\left(k\right)x(n-k)\right]$

抽头系数向量更新方程式的自适应算法(即当使用LMS算法时)可表示如下：

A_new(K)＝A_old(K)+μe(n)x(n-k)，k＝0，...，N

其中A(k)标记抽头的系数向量，且μ是步长。业内专业人员应当可理解，收敛因子由μe(n)标记(即步长μ乘以输出/误差信号e(n))。

当输出信号e(n)28不接近近端输入信号d(n)26时，将执行自适应算法以校正或更新抽头系数，使得估计的回波信号y(n)236将逐步逼近近端输入信号d(n)26(即所需的信号)。近端输入信号d(n)26是未知的并时时在变化。因而，自适应FIR滤波器211必须是实时闭环反馈系统，任何时候总可自适应跟随近端输入信号d(n)26的变化。

在高质量自适应滤波器中，总是对系数集进行自适应改变，因而就计算能力而言代价很高。这样，自适应滤波器就计算能力而言变得昂贵。

如上所述，自适应算法的一例是LMS算法。LMS算法是最流行的自适应算法，然而其它自适应算法也可使用。此外，LMS算法可使用最速下降方法。LMS算法基于有限数目的数据样品推导梯度向量的估计。

而且，自适应算法除了系数适应之外可包括收敛控制。为了降低计算能力代价，收敛控制并不是在每一抽头进行的。另一方面，在对高性能自适应滤波器的每一采样期间，通常在所有抽头进行系数适应。这样，当进行系数适应时，消耗了自适应滤波器大部分计算能力。

早期的回波消除实现基于模拟电路技术。然而，模拟技术不能自适应地跟随在室内环境中变化。因而，回波消除现在一般使用数字技术进行。数字化回波消除是带有长抽头尺寸的FIR滤波器。

例如对于16kHz采样率ISDN电话系统中使用的200ms回波消除器，长抽头自适应FIR滤波器中的抽头数可能多于3200个。这就是说，在每一采样中需要至少7200累乘(MAC)运算。这包含用于卷积的3200 MAC运算和用于系数适应的3200个MAC运算。这相当于102.4百万指令每秒(MIPs)。包括其它相关的计算和控制操作，总的MIPs数量可能大于110 MIPs。降低MIPs数的一个途径是跳过部分适应计算，这产生相对低的适应质量。

在典型的数字式声回波消除中，使用长抽头自适应FIR滤波器仿真回波环境，以便如上所述从近动输入消耗减去回波。由于回波能随着距离衰减，与头部组件的抽头组件相比，通常的尾部组件抽头有较低的包络振幅。在有限精度(即定点)实现中，由于系数的精度太低，尾部组件抽头的系数适应是无效的。虽然能够采用双精度算法，但这些算法将大大增加计算复杂性。

例如，在声回波消除的低成本的实现中，话音信号和FIR抽头由16位定点数据表示。如果尾部组件的抽头只包含3-4位有效数据，尾部组件抽头更新或适应很无效。如果使用双精度存储抽头，抽头适应的MIPs将加倍。而且，浪费尾部组件抽头存储器中的较高位。

因而，业内对于改进的，特别可很好适用于在涉及至少一个免提电话终端的通信会议期间的自适应回波消除装置有强烈的需要。

本发明的概述

本发明包括向用于声回波消除中的自适应FIR滤波器添加分段加权。具体来说，分段加权添加到自适应FIR滤波器的更新步长控制中的更新的抽头系数。此外，分段加权添加到自适应FIR滤波器的主FIR滤波器部分中抽头的输出。

由于尾部组件的抽头包络振幅低于头部组件的抽头，抽头可划分为几个段，并以不同精度范围存储在存储器中。这样，在抽头系数自适应更新期间，可向每一段抽头添加加权以反映抽头存储的变化。添加到每一段抽头的加权可被裁剪以增加该段的精度。例如，添加到尾部头部组件段抽头的加权可成比例大于添加到头部组件段抽头的加权。

添加到尾部头部组件抽头成比例较大的加权增加了尾部组件抽头的实际振幅。具体来说，尾部组件抽头的系数精度增加，使得抽头系数的系数适应更为有效。

作为在更新步长控制中向更新的抽头系数添加分段加权的结果，分段加权被添加到自适应FIR滤波器的主FIR中，以便重新定标被处理的远端信号回到原来的定标。具体来说，分段加权被添加到自适应FIR滤波器的主FIR中抽头输出，以便重新定标被处理的远端信号为原来的定标。此外，添加到主FIR的分段加权去除了添加到尾部组件段抽头系数的成比例较大的加权。定标的抽头输出的合是估计的回波信号y(n)。估计的回波信号y(n)是自适应FIR滤波器的主FIR组件的输出。

此外通过把抽头划分为几个段，可以有效实现附加的加权而对传统的自适应FIR滤波器的算法不会增加太多的复杂性。此外，自适应步长可被细致对调节，以便对各段确定最佳自适应步长而获得最快的收敛。

这样，这两段加权的目的是为了相对于先前已知的抽头振幅包络增加尾部组件的抽头系数实际的振幅或精度，而不会显著增加整个算法的计算复杂性。因而，改进了包括回波消除器的回波返回损失和收敛速度的总体性能。

根据本发明的一种方式，本发明是一种用于降低出现在通信装置的返回信道中回波量的回波消除器。该回波消除器包括用于产生回波衰减信号的处理单元。处理单元包括第一输入，第二输入和输出。第一输入用于接收作为回波前兆的第一信号。第二输入用于接收潜在包含回波的第二信号。输出用于输出回波衰减信号。通过组合第二信号和适应信号推导出回波衰减信号。适应信号是通过正规化回波衰减信号产生的以产生正规化适应信号，并组合正规化的适应信号与第一信号产生一中间信号。此外，中间信号被反正规化以产生适应信号。

根据本发明的另一方式，本发明是用于降低出现在通信装置的返回信道中回波量的方法。该方法包括用于产生回波衰减信号的步骤。产生回波衰减信号的步骤包括通过第一输入接收作为回波前兆的第一信号，及从第二输入接收潜在包含回波的第二信号的步骤。该方法还包括从输出衰减回波衰减信号的步骤。该方法还包括组合第二信号和适应信号推导出回波衰减信号的步骤。此外该方法包括产生正规化适应信号及反正规化中间信号以产生适应信号的步骤。

相对于头部成分向误差信号的尾部成分的抽头系数成比例添加较大的加权，增加了尾部成分的抽头的精度。在输出估计的回波信号y(n)之前向抽头的输出添加的分段加权重新定标估计的回波信号y(n)，考虑在自适应FIR滤波器的更新步长控制中添加的加权。这样，增加了尾部成分的抽头系数的精度，而不会显著增加算法的复杂性。因而，改进了包括在返回信道中回波的降低和回波消除器的收敛速度的总体性能。

附图的简要说明

图1是先有技术的自适应回波消除装置的电学框图；

图2是远程通信网络的示意图，包括以根据本发明的自适应回波消除装置为特征的免提远程通信终端；

图3是以根据本发明的自适应回波消除装置为特征的免提远程通信终端更为详细的示意图；

图4是以根据本发明的自适应回波消除装置为特征的免提远程通信终端的功能框图；

图5是图4所示的实施例的变型；

图6是根据本发明的自适应回波消除装置的电学框图；

图7是表示根据本发明基本处理步骤简化流程图。

为了以更清楚地和简练的方式示例说明本发明，附图可能不一定按比例，且一些特征可能以某种简化的形式示出。

在以下的详细说明中，所示不同实施例中相同的组件将有相同按100增加的类似的标号。例如，在第一实施例中，指定远程通信网络标号14。在后继的实施例中，远程通信网络被指定标号114，虽然远程通信网络在不同的实施例中可能有不同的功能。为了简洁，可能从后继的实施例中免去对类似的组件深入的说明。

详细说明

本发明提供了一种改进的回波消除装置，该装置特别适用于由于在通信链路一端发生声音反馈的结果出现回波(声回波)的通信网络中。

图2-4对于自适应回波消除装置10示出一示例性实施例。在这一示例性实施例中，例如自适应回波消除装置10位于远程通信终端12a内。远程通信终端12a可能是普通的老式电话(POT)，VoIP(因特网协议上的话音)电话，蜂窝式电话等。远程通信终端12a是远程通信网络14的一部分。业内专业人员应当可理解，远程通信网络14可以是PSTN网络，VoIP网络，无线网络等。

远程通信终端12a可能位于存在声音回波通路18的室内16(图2和-3中所示)。自适应回波消除装置10从远端终端12b接收远端输入信号x(n)20。远端输入信号x(n)20还可提供给远程通信终端12a的扬声器22输出，以便用户可听到另一方。由扬声器22产生的结果的声波将从室内16墙壁和其它物体被反射(即声波发生声回波通路18)，并由与远程通信终端12a连接的话筒24拾取。

这样，被反射的声波将作为来自话筒24近端输入信号d(n)26(如图3所示)的部分反馈回远程通信终端12a。话筒24向尽可能多地消除回波的自适应回波消除装置10发送近端输入信号d(n)26，并向远端终端12b发送输出信号/误差信号e(n)28。理想上，这种输出信号/误差信号e(n)28应当尽可能没有回波信号。

图5对于自适应回波消除装置10示出另一实施例。这种情形下，自适应回波消除装置110位于远程通信网络114内，远程通信终端12a之外。然而信号通路与以上对于图4所述相同。图5所示的示例性实施例在某些环境下可能更好，因为可以指定一个自适应回波消除装置110服务于一个以上的话音信道。与对每一远程通信终端(即例如远程通信终端12a和远程通信终端12b)提供专用自适应回波消除装置10的图3-4所描绘的示例性实施例比较，其结果是更好的利用了资源。

图6示出一般标记为10的本发明的自适应回波消除装置的框图。自适应回波消除装置10的一个输入是远端输入信号x(n)20。远端输入信号x(n)20可以是来自远端终端，诸如电话，蜂窝式电话，VOIP电话等。远端输入信号x(n)20是用用来驱动免提近端终端12a(如图3-5中所示)中的扬声器22的离散时间信号。

自适应回波消除装置10的另一个输入是近端输入信号d(n)26。近端输入信号d(n)26是由免提近端终端12a的话筒24(如图3-5中所示)拾取的信号。近端输入信号d(n)26包含回波形式的一部分远端输入信号x(n)20，背景噪声，以及可能有本地语音。

自适应回波消除装置10的输出是输出到远端终端12b的输出/误差信号e(n)28。自适应回波消除装置10可包含损失控制器，非线性处理器，辅助颤噪控制装置等(未示出)，以进一步处理输出到远端12b的输出/误差信号e(n)28。

自适应回波消除装置10包括一自适应FIR滤波11。自适应FIR滤波11包含主FIR组件30，加法器32及更更新步长控制34。自适应FIR滤波11还包括用于接收远端输入信号x(n)20及近端输入信号d(n)26的输入。自适应FIR滤波器11输出输出/误差信号e(n)28，这可直接向远端输出或进而由上述组件之一处理。

主FIR组件30使用远端输入信号x(n)20作为基准信号。主FIR组件30输出被估计的回波信号y(n)36。主FIR组件30是基于卷积的。

主FIR组件30还包括在图中由Z^-1标记的多个延迟单元。远端输入信号x(n)20耦合到第一延迟单元的输入。第一延迟单元的输出耦合到第二延迟一个输入。第一延迟单元的一个输出耦合到第二延迟的输入。第二延迟单元的输出耦合到后继延迟单元的输入。后继的延迟单元的输出耦合到另一后继延迟单元的输入(未示出)。最后的延迟单元接收序列中前一延迟单元的输出作为其输入。延迟单元的数目取决于自适应FIR滤波器11中抽头的数目。延迟单元的数目是抽头数目减一。

主FIR组件30还包括由包含抽头系数(即A_x)符号的圆圈标记的多个乘法器。远端输入信号x(n)20还耦合到第一乘法器的输入。第一延迟单元的输出还耦合到第二乘法器的输入。第二延迟单元的输出还耦合到后继的乘法器的输入。后继的延迟单元的输出还分别耦合到每一后继的乘法器(未示出)的输入。最后的延迟单元的输出耦合到最后的乘法器的输入。乘法器的数目也取决于抽头的数目。抽头的数目等于乘法器的数目。每一乘法器具有第二输入。如以下将要说明的，更新的抽头系数向量A(k)的各分量分别耦合到每一乘法器的第二输入。

如上所述，主FIR组件30包括多个抽头。包围在虚线框38中的计算步骤(以下称为“滤波器抽头38”)是抽头的一例。滤波器抽头38的一个输入是远端输入信号x(n)20。在这例子中，来自延迟单元序列中前一延迟单元的远端输入信号x(n)20延迟的输出被输入到最后延迟单元。滤波器抽头38的另一输入是由更新步长控制34输出的更新的抽头系数A_N。特别是，更新的抽头系数A_N输入到最后的乘法器的一输入。最后的延迟单元的输出馈送到最后的乘法器的另一输入。最后的乘法器按更新的抽头系数A_N乘法最后的延迟单元的输出。最后的乘法器的输出是抽头输出。这样，滤波器抽头38包含卷积步骤和系数适应步骤。

主FIR组件30还包括分段加权单元46。抽头被划分为段。抽头的数目例如可以是1600。例如抽头可被划分为四段。抽头的输出不需要在各段之间均匀分配。例如，1600个抽头可在四个段中被划分如下：0-31，32-127，128-383，及384-1599。这样，表示特定成分的抽头数可被裁剪到所寻求的特定成分的分辨率。

每一段(即0-31，32-127，128-383，及384-1599)的抽头输出被输入到各加法器(只示出其中的两个，加法器47和加法器49)的多个输入。加法器47和49对抽头的输入求和。加法器47和49的输出被输入到各段加权块。

图中段加权块由W_(x)表示。每一加权块按段加权乘段的求和的输出，以便重新定标段为其原来的振幅。其实，在主FIR组件30中的段加权去除了在更新步长控制34中添加的段加权。对于主FIR组件30每一段加权块的段加权可以是如下：1，1/4，1/16，及1/64。

每一段加权块的输出耦合到加法器40的多个输入。加法器40对这些输入求和。加法器40的输出是估计的回波信号y(n)。这样，每一段的加权块的输出被求和而产生估计的回波信号y(n)36。加法器40的输出(即估计的回波信号y(n)36)耦合到加法器32的负输入。近端输入信号d(n)26被耦合到加法器32的正输入。

加法器32比较近端入射信号d(n)26与估计的回波信号y(n)36并输出输出/误差信号e(n)28。这样，输出/误差信号e(n)28是近端输入信号d(n)2与主FIR组件230的估计的回波信号y(n)36之间的差。输出/误差信号e(n)28由自适应FIR滤波器11输出到远端。

输出/误差信号e(n)28还通过更新步长控制34馈送回主FIR组件30。更新步长控制34包括乘法器42，自适应系数算法44和段加权单元48。输出/误差信号e(n)28输入到乘法器42的输入。乘法器42的输出被输入到自适应系数算法44的输入。自适应系数算法44的输出是更新的抽头系数向量A(k)。更新的抽头系数向量A(k)的输出被划分为对应于抽头各段的段。这样，自适应系数算法44的分段输出被耦合到段加权单元48的多个输入。

段加权单元48有以W_μx标记的多个加权块。段加权块的数目等于抽头已经被划分成的段的数目。多个加权块的输出是带有段加权的更新的抽头系数向量A(k)。这样，更新步长控制34输出更新的抽头系数向量，这定义为A(k)＝[A₀，A₁，A₂...A_N]。

乘法器42包括由μ表示的步长因子。步长μ通常是一很小的正常数。业内专业人员应当可理解，可以使用可变步长μ。可能有抽头的自适应系数更新需要被停止时的情形。例如，当出现本地语音信号时，抽头的自适应系数更新可能需要被停止。这种情形下，步长μ在数学上可反映为被设置为0。这有暂时禁止自适应功能的效果。

这样，在自适应FIR滤波器11中，x(n)，d(n)和e(n)分别标记远端输入信号x(n)20，近端输入信号d(n)26及输出/误差信号e(n)28。自适应FIR滤波器11由远端输入信号x(n)20激发并由自适应算法驱动(例如，正规化最小二乘算法(NLMS或LMS))，以产生估计的回波信号y(n)36或回波信号的复制。然后通过从近端输入信号d(n)26减去估计的回波信号y(n)36而获得误差信号e(n)28。

如上所述抽头输出被划分为段。如上所述，加权W(m)通过输出段加权块46被添加到抽头输出。这些加权施加到估计的回波信号y(n)以调节或重新定标估计的回波信号y(n)回到其原来的振幅。作为抽头存储模式改变的结果，如上所述通过更新步长控制块34的段加权块48，加权W_μ(m)被添加到更新的抽头系数向量。

由于尾部成分抽头A(x)先前的包络振幅已知是较低的，可以设计出更精确地存储尾部成分抽头的方法。例如，尾部成分抽头包络振幅能够以自适应算法计算之后的某种加权被“正规化”，并然后在主FIR计算期间以某种加权被“反正规化”而返回。正规化每一抽头为最佳值是代价高的，由于这将显著增加算法的MIPs。于是为了以低成本方式实现高的分辨率，抽头能够被划分为几个段。这时尾部成分可粗略地以段加权正规化。在乘以其各段加权值之前每一段的抽头输出可以被子-求和。这样，如果段的数目足够小，则计算复杂性可以降低。

因而，示例性实施例的主FIR和减法方程式为： $e\left(n\right)=d\left(n\right)-[W\left(1\right){\mathrm{\Σ}}_{k=0}^{N_1-1}A\left(k\right)x(n-k)+W\left(2\right){\mathrm{\Σ}}_{k=N_1}^{N_2-1}A\left(k\right)x(n-k)+...+W\left(M\right){\mathrm{\Σ}}_{k=M-1}^{N}A\left(k\right)x(n-k)]$

抽头自适应更新方程式(即当使用LMS作为自适应算法时)为：

A_new(K)＝A_old(K)+W_μ(k)μe(n)x(n-k)，k＝0，...，N；m＝0，...，S

其中A(k)标记抽头的系数向量，且μ是步长，W_μ是段加权。有S+I个段(即0-S)。业内专业人员应当可理解，收敛因子由μe(n)标记(即步长μ乘以输出/误差信号e(n))。

当输出信号e(n)28不接近近端输入信号d(n)26时，将执行自适应算法以校正或更新抽头系数，使得估计的回波信号y(n)36将逐步逼近近端输入信号d(n)26(即所希望的信号)。近端输入信号d(n)26是未知的并时时在变化。因而，自适应FIR滤波器11必须是实时闭环反馈系统，任何时候总可自适应跟随近端输入信号d(n)26的变化。

因而，获得了残余回波的降低。此外，增加了自适应FIR滤波器收敛过程的效率。期结果是，与传统的自适应FIR滤波器比较观察到回波较快的降低速率。这意味着获得了较快的收敛速度。

现在参照图6-7详细说明实现自适应回波消除装置10的方法。图7是一流程图50，简略表示本实现发明的自适应回波消除装置10的步骤。

在本发明方法的第一步，如图7步骤S52所示，远端信号输入到自适应滤波器11的主FIR组件30。然后在步骤S34，远端输入信号x(n)20输入到一系列的延迟单元。延迟单元把远端输入信号x(n)20划分为分开的成分。远端输入信号x(n)20分开的成分被输入到各乘法器的输入。更新的抽头系数被输入到各乘法器的另一输入。乘法器使远端输入信号x(n)20的成分(或远端输入信号x(n)20的延迟成分)乘以各更新的抽头系数。结果的输出是抽头输出。

然后在步骤S56，抽头输出被划分为段。例如，抽头输出被划分为四段。两段可对应于头部成分且两段可对应于尾部成分。在自适应FIR滤波器11的一示例性实施例中，可以有1600个抽头。这些抽头可被被划分如下四个段：0-31，32-127，128-383，及384-1599。业内专业人员应当理解，取决于所寻求的分辨率，抽头的数目可以增加或减少。类似地段的数目也可以增加或减少。另外，段的划分可以不同方式被分组。

然后在步骤S58，每一段的抽头输出被子-求和。每一段(即0-31，32-127，128-383，及384-1599)的抽头输出被输入到各加法器47和加法器49的多个输入。加法器47和49对输入求和。加法器47和49的输出被输入到各段加权块。

然后在步骤S60，每一段加权块使段的子-求和的输出乘以段的加权以便重新定标段为其原来的振幅。其实，在主FIR组件30中的段加权去除了在更新步长控制34中添加的段加权。对于主FIR组件30每一段加权块的段加权可以是如下：1，1/4，1/16，及1/64。

然后在步骤S62，每一段加权块的被求和以产生估计的回波信号y(n)36。具体来说，每一加权块的输出被输入到加法器40的多个输入。加法器40对输入求并输出估计的回波回波信号y(n)36。

然后在步骤S64，主FIR组件30的输出与近端输入信号d(n)26比较。然后，确定该信号是否接近近端输入信号d(n)26。如果该信号不接近，则信号是一误差信号e(n)28。在步骤S66误差信号e(n)28通过更新步长控制34被反馈并乘以步长μ。

然后，在步骤S68，步长μ的输出被输入到自适应系数算法44。自适应系数算法44可以是LMS算法。自适应系数算法44的输出是被更新的抽头系数向量A(k)。分段的输出被输入到各段加权块。在步骤S70，每一段加权块乘上更新的抽头系数向量A(k)的分段输出。对于段加权块48的每一段加权块的段加权可以是以下的：1，2，4，和8。

直观上W_μ(i)应当是W_(i)的逆。然而，两个加权段(即主FIR组件30中的段加权块及更新步长控制34中的段加权块)的加权可分开被精细调节。通过对每一段使用不同的步长这能够作为优化的反映。就是说，带有段加权的步长μ不同于没有段加权的步长μ。这样，能够发现段加权被调节以增加对信号尾部成分抽头系数的精度。

然后在步骤S72，更新的抽头系数被加权的输出反馈到主FIR组件30的乘法器，以便在乘法器中更新抽头系数。如上所述，更新的抽头系数将乘上远端输入信号及其被延迟的成分。这由过程返回到步骤54表示。该过程通过步骤S54-S72继续循环，直到在步骤S64确定主FIR组件30的输出接近所希望的信号为止。一旦确定信号接近所希望的信号，过程进到步骤S74。然后输出/误差信号e(n)28被认为是输出信号并被发送到远端远程通信终端12b。

在16位DSP芯片上实现的自适应回波消除装置10的一例如下：

语音采样率：8kHz。语音分辨率：14位线性(使用16位存储器)。

声音回波消除器FIR抽头长度：1600。(200ms回波延迟)

抽头存储精度：16位。自适应算法：LMS

段数：4

段划分：0-31，32-127，128-383，及384-1599。

对每一段FIR输出加权(W)：1，1/4，1/16，1/64。

对每一段抽头更新加权(Wμ)：1，2，4，8。

相对于先前已知的抽头振幅包络本发明增加了尾部成分抽头系数的精度，但没有显著增加整个算法的计算复杂性。这样，改进了包括回波返回损失(ERL)和回波消除器收敛速度的总体性能。此外，能够使尾部成分饱和而不超过先前已知的包络振幅。结果是，自适应FIR滤波器11更为稳定并不易发散。

虽然已经详细描述了本发明的一个具体的实施例，但应当理解，本发明并不对应地限于此范围，而是包括属于这里所附权利要求精神和条款的所有的改变，改型和等价物。

例如，业内专业人员应能理解，可以有该自适应回波消除装置其它的组件。这些组件可包括损失控制器，非线性处理器，辅助颤噪控制装置等。不论这些其它组件如何，自适应FIR滤波器中的段加权的添加都是可用的。

此外，两个额外的段加权与存储在自适应FIR滤波器存储器中定点抽头相关。业内专业人员应可理解，当使用这种定点抽头时，与使用什么类型的自适应算法无关。诸如可使用LMS，NLMS，RLS等自适应算法。此外，在不离开本发明的范围之下可使用各种策略或准则控制收敛及抽头更新。业内专业人员应可理解，可使用各种策略或准则以判断输出信号是否良好及是否向远端发送输出信号。此外，虽然图7中的流程图50示出执行的特定顺序，可以理解的是，执行的顺序可不同于图中的描述。例如，两个或更多的块执行顺序相对于所示的顺序可被颠倒。而且，图7中相继所示的两个或更多的块可同时或部分同时被执行。

Claims (20)

1.一种用于降低出现在通信装置的返回信道中回波量的回波消除器，所述回波消除器包括：

用于产生回波衰减信号的处理单元，该处理单元包括：

a)第一输入，用于接收作为回波前兆的第一信号；

b)第二输入，用于接收潜在包含回波的第二信号；及

c)输出，用于输出回波衰减信号，其中通过组合第二信号和适应信号推导出回波衰减信号，其中适应信号是通过正规化回波衰减信号产生的以产生正规化适应信号，并组合正规化的适应信号与第一信号产生一中间信号，且中间信号被反正规化以产生适应信号。

2.根据权利要求1的回波消除器，其中适应信号是回波信号的估计。

3.根据权利要求2的回波消除器，其中回波信号的估计是通过对回波衰减信号的修改与加权而产生的。

4.根据权利要求1的回波消除器，其中处理单元可操作以反复降低适应信号与第二信号中回波之间的差。

5.根据权利要求1的回波消除器，其中处理单元包括产生回波衰减信号的一自适应滤波器，以估计通信装置返回信道中的回波的传递函数和适应信号为特征的该自适应滤波器，引起自适应滤波器改变传递函数，以便反复降低适应信号与第二信号之间的差。

6.根据权利要求1的回波消除器，其中处理单元包括一加法器，该加法器可操作以便从潜在包含回波的第二信号减去适应信号而产生误差信号。

7.根据权利要求5的回波消除器，其中处理单元包括更新单元用于周期地更新刻画自适应滤波器的传递函数的，以趋向于降低误差信号。

8.根据权利要求7的回波消除器，其中更新单元基于误差信号更新传递函数。

9.根据权利要求5的回波消除器，其中自适应滤波器包含主FIR组件。

10.根据权利要求9的回波消除器，其中主FIR组件包含至少两个抽头。

11.根据权利要求10的回波消除器，其中该至少两个抽头被划分为段以代表第一信号的至少两个成分。

12.根据权利要求11的回波消除器，其中向段添加加权以使第一信号反正规化。

13.根据权利要求11的回波消除器，其中向段添加加权以使回波衰减信号正规化。

14.一种包含权利要求1中定义的回波消除器的远程通信装置。

15.一种用于降低出现在通信装置的返回信道中回波量的方法，所述方法包括：

产生回波衰减信号，其中产生回波衰减信号包括以下步骤：

a)通过第一输入接收作为回波前兆的第一信号；

b)从第二输入接收潜在包含回波的第二信号；

c)从输出输出回波衰减信号；

d)组合第二信号和适应信号推导出回波衰减信号；

e)产生正规化适应信号；

f)及反正规化中间信号以产生适应信号。

16.如权利要求15中定义的方法，其中产生正规化适应信号的步骤还包括以下步骤：

1)正规化回波衰减信号以产生正规化适应信号；以及

2)组合正规化适应信号与第一信号以产生中间信号。

17.如权利要求15中定义的方法，还包括从潜在包含回波的第二信号减去回波估计以产生误差信号的步骤。

18.如权利要求15中定义的方法，还包括反复降低适应信号与第二信号中的回波之间的差的步骤。

19.如权利要求15中定义的方法，还包括对回波衰减信号修改与加权以产生回波信号的估计的步骤。

20.如权利要求15中定义的方法，还包括以下步骤：

g)对回波衰减信号各段加权以正规化回波衰减信号；以及

h)对中间信号各段加权以产生适应信号。

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