CN1399819A - 利用多个发射天线的高速数据服务 - Google Patents

Abstract

描述利用典型的CDMA结构同时支持多个数据用户的高速无线数据系统和方法，其中包括灵活的混合业务服务。实施例符合当前和第三代CDMA系统，在某些情况下获得的频谱效率高出1个数量级或更多。实施例有利地使用发射机和接收机中多个天线和代码扩展以实现多址联接方式。一些典型的接收机实施例有利地使用去相关检测器，而其他一些实施例的特征是去相关判定反馈检测器。在典型的操作中，把指向各个数据用户的多个高速数据流中的每个数据流去复用成多个(G＞1)较低速率子流，这些子流被CDMA扩展码调制并从基站中M个天线上发射。接收机使用P个天线和多用户检测以解调其相关用户G个数据子流。利用计算系统级容量和频谱效率(用每秒每赫芝每扇区的比特数量度)的新颖方法，导出各种典型传输和接收机配置的性能量度。基于这种性能测定，很容易地作出系统设计与配置之间的权衡。

Description

利用多个发射天线的高速数据服务

相关申请

本申请要求1999年6月28日同时申请的临时申请序列号60/141,504和序列号60/141,293的优先权。本申请还要求2000年6月5日同时申请的非临时申请序列号09/587,396和序列号09/587,345的优先权。

技术领域

本发明涉及高速无线通信系统和方法。本发明具体涉及给话音和数据通信用户提供移动多址联接的这种通信系统和方法。更具体地说，本发明涉及使用多个发射天线和接收天线结构的这种无线通信系统和方法。

背景技术

移动无线话音通信系统和服务在当前得到广泛的应用。提供网浏览，多媒体传递和其他应用的高速无线分组数据服务是发展无线系统和服务的一个重要目的，特别是，基于码分多址(CDMA)系统的无线系统和服务。

虽然已提出过利用诸如多代码和可变扩展增益的方案以提供高速数据的建议，但是这些方案没有涉及基于不充分小区容量的限制；这些方法仅仅涉及以话音容量换取数据容量。同时支持多个数据用户的高速数据系统要求大大增加频谱效率-利用每扇区每码片的比特数表示，或相当地，每秒每赫芝每扇区的比特数。见K.S.Gilhousen，I.M.Jacobs，R.Padovani，A.J.Viterbi，L.A.Weaver Jr.，C.E.Wheatley III：“On the Capacity of aCellular CDMA System”，IEEE Trans.on Vehicular Technology，40，No.2：303-312，May 1991。

在G.J.Foschini：“Layered Space-Time Architecture for WirelessCommunication in a Fading Environment When using Multi-ElementAntennas”中，Bell Labs Tech.J.，Autumn 1996，pp.41-59，描述这样一种通信技术，利用多个发射天线，多个接收天线，和接收机中的先行信号处理，在无线系统中获得非常高的数据速率。这种系统中的高数据速率可以归结于许多因素，包括：多散射环境的效应，使来自单个发射机的信号似乎在每个接收天线中是高度非相关的；以及在接收机中先行的信号处理优点，它是利用多个接收天线，在近乎最佳的方式下隔离来自多个发射天线的信号。上述Foschini文献的语境是窄带信道和点对点通信，而不是蜂窝式CDMA系统中高速数据服务的方式。

发明内容

按照本发明克服了现有技术的限制并取得技术上的进步，以下描述本发明的几个典型实施例。在一个方面，本发明提供同时支持多个数据用户的高速数据系统和方法。此外，本发明的实施例提供灵活的混合业务服务，它同时给多个用户中的每个用户提供不同的数据速率给，这些用户包括高速率数据和话音用户。

在以下描述的典型实施例中，公开一种CDMA结构的物理层，用于提供这种高速系统和相关的服务。本发明的实施例符合当前和第三代CDMA系统(例如，US CDMA2000系统和欧洲/日本宽带CDMA系统)，并获得这样的频谱效率，在某些情况下高出当前系统频谱效率1个数量级或更多。

如在上述Foschini文献中描述的点对点窄带系统中，本发明的实施例有利地使用发射机和接收机中多个天线。然而，与这种现有技术的系统不同，目前公开的实施例包括利用代码扩展以实现同时支持多个用户的多址联接方式。我们描述的本发明结构和配置给移动用户提供满足高速数据服务的要求。

按照本发明的另一个方面，一些典型的接收机实施例有利地使用去相关检测器，而其他一些典型实施例的特征是去相关判定反馈检测器。

在给传统服务提供后向兼容性中，通常认为话音用户使用常规的单天线接收机，利用单个天线从基站发射他们的信号。与此对比，移动数据用户可以使用多个天线和先行信号处理，而信号是从多个基站天线上接收的。本发明原理通常可应用于高数据速率信号的传输和检测；低速率(例如，话音)信号的传输和检测是不变的，且可以与利用本发明原理的系统和方法同时运行。

在典型的运行中，把指向各个数据用户的多个高速数据流中每个数据流去复用成多个低速率子流。一般地说，高速率数据流和低速率子流的速率可以是不同的。然而，为了说明本发明的原理，作如下的假设是方便的，高速率数据流对于所有的用户是相同的，且把这些数据流各自去复用成G个低速率子流，其中G＞1。这些子流中的每个子流与常规的话音数据流有相同的速率。这些子流被CDMA扩展码调制，并从基站的M个天线上发射。接收机使用P个天线和多用户检测，用于解调与用户相关的G个数据子流。

各种不同传输和接收机技术中每一种的性能量度通常是利用频谱效率引出的，它表示成每码片每扇区的比特数。具体地说，确定一个扇区中在给定的数据速率，差错率和中断率下可以支持的用户数目是有利的。利用模拟多个天线和多个用户检测器并结合模拟链路级比特差错率性能和系统级信号干扰比，完成CDMA系统的频谱效率分析是有用的。

结合链路级结果和系统级中断模拟结果，提供计算系统级容量和频谱效率(用每秒每赫芝每扇区的比特数表示)的新颖方法。然后，确定系统频谱效率作为各种参数(例如，发射天线数目，发射分集量级，随机码或正交码传输，相同码或不同码传输，接收天线数目和接收机类型)的函数。因此，基于这种性能测定，容易地作出系统设计与配置之间的权衡。以下给出若干个选择考虑和设计例子。

利用目前公开的本发明技术，典型的系统支持64个用户每120度扇区，每个用户工作在1.25MHz波段中的76.8Kbps，其频谱效率等于每扇区4bps/Hz，它高出常规的(单天线)话音CDMA系统1个数量级。其他的典型实施例允许设计支持更高速率数据用户和各种混合速率业务的系统。例如，本发明的其他的典型实施例支持每扇区7个高速率数据用户，每个用户工作在384Kbps，且同时有8个话音用户，每个话音用户工作在9.6Kbps。这些结果通常是在基站使用4个发射天线和膝上型移动接收机的系统中实现的，每个接收机使用12个接收天线和典型的多用户检测算法。

附图说明

在阅读以下详细的描述和附图之后，我们可以更充分地理解以上总结的本发明内容，其中：

图1表示有一个发射站和多个接收站的典型整体系统。

图2表示图1系统的接收机中一个典型用户的传输分配，其中使用不同码和发射分集量级M_t＝1。

图3表示图1系统的接收机中一个典型用户的传输分配，其中使用相同码和发射分集量级M_t＝1。

图4表示图1系统的接收机中一个典型用户的传输分配，其中使用不同码和M_t＝2。

图5表示图1系统的接收机中一个典型用户的传输分配，其中使用相同码和M_t＝2。

图6是按照本发明一个典型实施例的时空多用户检测器的方框图。

图7表示典型只话音系统的典型中断曲线(α＝3/8)。

图8表示典型只数据系统的典型中断曲线(α＝1)。

图9表示数据用户的典型BER曲线。

图10是利用基于图8和图9中类型的信息结果说明确定系统容量的方法。

图11表示在G＝1和M＝1以及各种配置的情况下1％中断率的接收Eb/No与用户数目之间的关系。

图12表示本发明典型实施例中典型的三区域小区配置，展示缺乏与用户定位的重要关系。

图13表示图6所示类型系统的优选实施例中所用的典型功能块。

图14表示利用V-BLAST检测器的典型正交，相同码传输方案的性能。

图15表示利用V-BLAST检测器的典型正交，不同码传输方案的性能。

图16表示利用去相关检测器的典型正交，相同码传输方案的性能。

图17表示利用去相关检测器的典型正交，不同码传输方案的性能。

图18表示利用V-BLAST检测器的典型随机，相同码传输方案的性能。

图19表示利用V-BLAST检测器的典型随机，不同码传输方案的性能。

图20表示利用去相关检测器的典型随机，相同码传输方案的性能。

图21表示利用去相关检测器的典型随机，不同码传输方案的性能。

图22A表示典型的混合业务(M＝4，M_t＝1，L＝2)正交相同码传输方案的性能，其中G＝8。

图22B表示典型的混合业务(M＝4，M_t＝1，L＝2)正交相同码传输方案的性能，其中G＝40。

具体实施方式

系统结构和资源

图1表示有一个发射站100和多个接收站101-i的整体系统图，其中i＝1，2，…，(K_d+K_v)，K_d是解调高速率数据流的用户数目，而K_v是解调话音流的用户数目。发射机100和接收站101-i中的各个天线都是多元天线(MEA)。发射机100有9个发射天线，而每个接收机101-i有12个接收天线。因此，在上述Foschini等人文献的术语中，发射天线和接收天线的数目可以用(n_T，n_R)对表示，或图1所示例子中的(9，12)。

在每个接收机101-i中，每个接收天线上接收的信号加到处理器120-1，用于隔离，检测(利用各种检测技术之一)和传递各个接收的信号到合适的用户。为了便于说明，我们假设，熟知的CDMA编码和传输技术(按照以下描述的方式加以改变)应用于到达发射机100的扩展信号，以便通过发射机中的几个天线进行传输。

本发明典型实施例的一个特征涉及各种CDMA系统资源之间的权衡，包括多个天线，代码，和多用户检测器技术，因为它与系统的性能有关。所以，首先考察这些资源中的某些资源以及有选择地分别考察它们的各种应用是有益的。

多个发射天线和扩展码

在这种权衡中考虑的第一种资源是使用多个发射天线。一般地说，多个发射天线有两个优点：发射分集和空间隔离。若来自接收机中发射天线的各个信号之间存在非相关衰落，则从多个天线发射相同的数据提供发射分集利益。另一方面，可以从不同的天线发射独立的数据流，若接收机有多个天线，则仅仅基于它们的空间隔离可以解调该数据流。

这两个优点的潜在利益是与所用扩展码的数目有关。在正交扩展码系统中，扩展码的数目受到限制，因此，代码成为有价值的资源。特别是，若使用相同码扩展不同天线上的不同数据，则其频谱效率高于可以获得的频谱效率。由于要求多个接收天线是基于它们的空间隔离解调信号，这就要求发射机和接收机中多个天线获得的频谱效率高于正交码系统中的频谱效率。

在一些当前典型的实施例中，利用不同码扩展不同天线上的相同数据可以获得发射分集。因此，增加分集量级往往要求使用更多的代码。由于空间隔离，我们可以使用相同码扩展不同天线上的数据。然而，我们还可以使用不同码扩展数据，从而在接收机中获得更大的隔离(在代码维度和空间维度方面)。因此，使用更多的代码，我们可以减小多址干扰和提高接收机的性能。

多个接收天线

在权衡决定中通常考虑的另一种典型系统参数涉及接收天线的数目。接收机中多个天线有三个重要的优点，根据上述Foschini的文献可以进一步得到理解。第一，如上所述，仅仅基于它们的空间特性，多个天线可用于区分不同的信号。第二，多个天线提供接收机分集以防备衰落。第三，多个天线通过相干合成提供天线增益。

应当注意，接收天线的数目与发射机设计的特征有联系。首先，由于空间隔离信号的能力涉及接收天线的数目。它影响利用相同码或不同码从不同天线上发射的判定。其次，因为整体分集量级是发射，接收，和多路径分集量级的乘积，且由于减小了增加分集量级的临界增益，接收天线的数目也影响所使用的发射分集量。

多用户检测

在典型的本发明系统中，诸如图1中110-i的接收机必须给总数为(K_dG+K_v)个(小区内)CDMA信道上所需用户输出解调G个数据子流，其中K_d是数据用户的数目(每个用户有G个子流)，而K_v是话音用户的数目。即使在基地发射机中使用正交码，频选信道可以使各个多径分量互相干扰。

利用时空多用户检测技术，利用多用户检测器说明多址干扰和利用多个接收天线的优点是有利的。具体地说，利用两个时空多用户检测算法是有利的：去相关检测器和去相关判定反馈检测器，虽然在一些应用中使用其他特定的检测器。利用时空匹配(2-D瑞克)滤波器，两种算法作用在充分统计矢量上。去相关器把该矢量的每个分量投影到其他分量的零空间上。去相关判定反馈检测器还利用迭代算法，用于估算，重建，和减去所需用户的子流。可以把去相关判定反馈检测器考虑成CDMA信号的常规V-BLAST算法的推广，例如，在P.W.Woliansky，G.J.Foschini，G.D.Golden，R.A.Valenzuela：“V-BLAST：An architecture for realizingvery high data rates over the rich-scattering wireless channel”中所描述的，Proc./SSSE，Sept.1998。(窄带BLAST系统是CDMA系统中的一种特殊情况，其中K_d＝1，K_v＝0和G＝M。在此情况下，2-D瑞克滤波器相当于空间匹配滤波器操作，而去相关判定反馈检测器相当于V-BLAST检测器的空白，排序和抵消操作。)虽然去相关检测器和去相关判定反馈检测器至少在某些语境下潜在地有很强的计算能力，以下描述有较低复杂性的其他实施装置。

在推导以下给出的数字结果中，首先把链路级性能描述成比特差错率与接收信号干扰比是方便的。结合链路级结果与系统级中断模拟，给出计算系统级容量和频谱效率(用每秒每赫芝每扇区的比特数表示)的新颖方法。因此，我们确定系统频谱效率作为各种参数(例如，发射天线数目，发射分集量级，随机码或正交码传输，相同码或不同码传输，接收天线数目，接收机类型)的函数。为了说明本发明结构的适用范围和各种参数之间权衡的应用，考虑一些最初的例子并给出典型的结果。

例子：获得高频谱效率(每扇区4bps/Hz)

考虑每个基站扇区4个发射天线和每个高速数据接收机12个天线的例子。每个接收机解调G＝8个数据子流，每个数据子流的基本话音速率为9.6Kbps以获得76.8Kbps速率。(我们假设，没有利用纠错编码；虽然本领域专业人员在必需或方便时可以把本发明原理应用于包括这种纠错技术。)利用扩展因子为128的正交码，获得的频谱效率大于每个发射天线中使用相同码的频谱效率。因此，对于给定的数据用户，仅仅利用两个正交码以扩展4个发射天线上8个子流。在1.25MHz波段上可以支持每120度扇区总共64个用户。得到的频谱效率(64×76.8Kbps/1.25MHz＝每扇区4bps/Hz)高于常规(单个天线)话音CDMA系统(每扇区约20个用户，即20×9.6Kbps/1.25MHz＝每扇区0.15bps/Hz)1个数量级。

例子：在混合业务环境下获得每个数据用户384Kbps

作为第二个例子，我们还假设，数据发射机和接收机分别使用4个和12个天线。然而，现在我们考虑一个混合速率系统，其中话音用户与数据用户工作在相同扇区中，每个话音用户有单个天线，而每个数据用户解调G＝40个信道以获得384Kbps。若我们把话音用户的数目固定为8个，则典型的系统利用相同码传输技术可以支持每扇区7个高速数据用户。若我们限制数据用户的定位，则可以获得更高的频谱效率。例如，若我们限制数据用户在离基站R/3的距离内(其中R是小区的半径)，则仅仅利用4个天线可以支持384Kbps的12个数据用户，每个天线有8个话音用户(不限制他们的定位)。

诸如上述例子中获得高的频谱效率要求移动接收机有足够的空间以放置多个非相关天线和有足够的计算能力以执行时空多用户检测算法。在本发明原理的一个应用中，这些接收机可以是膝上型计算机，在它们各自屏幕的背后有接插天线阵列。

系统结构和操作简介

我们作若干条合理的简化假设，为的是在下面的详细描述中保持可处理的复杂程度。对于数据用户，我们假设长的数据分组(与话音激活因子有关)，因此，我们可以规定数据激活因子为1。我们假设数据用户有恒定的速率。在时空瑞克组合的接收机中，我们假设理想的多径定时和信道估算。我们假设完全获取代码，频率偏移修正和增益控制。尽管有这些假设，得到的模型是足够地完备，若使用多个发射和接收天线，则在系统设计中可以提供基本的考虑。

传输技术

这一节描述利用多个天线的一组传输技术。

基站发射机，例如，图1中的100，有三种资源：扩展码，天线和电源。系统设计的目的是按照以下的方式有效地分配这些资源给K_d个高速数据用户和K_v个话音用户，使干扰最小并使系统容量最大。我们假设，在基站中有M个发射天线，编号为m＝1…M。把高速数据流去复用成G个数据子流以获得高速数据传输。然后，使用扩展因子N发射每个子流。(本领域专业人员知道，本发明技术可适合于使用可变扩展增益和高级次数据调制。)还使用扩展因子N发射话音数据。我们现在描述一种通用的系统特征方法，其中可以扩展每个用户的G个数据子流并通过M个天线中的一个或多个天线发射。

按照本发明一个方面，描述传输策略的两个参数是C和M_t，C是每个扩展码调制的子流数目，而M_t是发射分集量级。在常规的CDMA传输中，利用唯一代码调制每个子流。在此情况下，C＝1。

作为一个例子，图2表示从4个天线发射8个子流的代码和天线分配。从代码扩展的观点考虑，分配子流到高数据速率流是任意的。换句话说，子流可以从1个至8个数据流得到。子流1是利用对应于第1列的代码从天线m＝1发射的。子流2是利用对应于第2列的代码从天线m＝2发射的，如此等等，直到子流4。子流5至子流8分别是从天线1至天线4发射的，并利用唯一代码扩展。因此，8个代码用于8个子流，且C＝1。请注意，也可以从单个天线发射所有8个子流。

若使用正交码，则在使用全部正交码时，可以获得最大频谱效率。例如，若扩展因子为N，则有N个正交码。若对于所有的子流利用BPSK群集，则每个子流产生1/N比特每秒每赫芝。若我们利用全部N个代码，则总的频谱效率是1比特每秒每赫芝。请注意，最大频谱效率仅取决于群集的大小，与扩展因子N无关。

为了增大频谱效率，按照本发明典型实施例的一个方面，我们重用每个扩展码，因此，独立的子流是从不同的天线发射的，但利用相同码扩展。例如，在图3中，第1列表示的代码用于扩展子流1至4。然后，这些子流分别从天线1至天线4发射。子流5至8是利用第2列表示的代码扩展的，且分别从天线1至4发射。由于仅仅使用两种代码扩展8个子流，C＝4。

为了区分用相同码扩展的各个子流，接收机最好依靠这些信号的空间特性。以后，我们可以知道这是如何利用多个接收天线实现的。在重用每个扩展码C＝4次时，最大频谱效率是第一个例子中的4倍。这是通过重用全部扩展码C＝M次实现的。或者，我们可以选择仅重用正交码子集或选择小于M的代码重用因子。为了简化描述，我们在本文的其余部分只考虑C＝1和C＝M的两种极端情况，虽然在某些特殊的情况下考虑不太极端的情况。我们把这两种极端情况分别称之为不同码传输和相同码传输。

到目前为止，我们已说明通过重用扩展码可以增大频谱效率。扩展码还可用于改进链路性能和借助于发射分集防止信道衰落。可以用不同的方法获得发射分集，但是我们集中考虑两种典型的技术。第一种是代码发射分集，它是利用M_t个扩展码扩展给定的子流并从M_t个发射形成的信号获得的。若扩展码是互相正交的，且各个信道是平坦衰落和互相独立的，则获得量级为M_t的发射分集。图4表示C＝1和M_t＝2的传输方案。图5表示C＝4和M_t＝2的传输方案。

我们注意到，在C的定义中，每个代码的子流不必是唯一的。我们还注意到，使用代码发射分集，若每个子流被发射M_t次，则最大频谱效率减小为1/M_t倍，而与C无关。因此，增大M_t，使用代码发射分集改进了链路性能，但减小了最大频谱效率。

在M_t＝2的特殊情况下，称之为时空扩展的另一种发射分集技术改进了链路性能而不使用附加的代码，因此不减小最大频谱效率。例如，见B.Hochwald，T.Marzetta，C.Papadias：“A Novel Space-Time SpreadingScheme for Wireless CDMA Systems”，37^th annual Allertion Conferenceon Communication，Control，and Computing，Urbana，Illinois，Sept.22-24，1999。利用M＝2个天线，从这两个天线发射的信号是由以下公式给出 $t_1=(s_1{b}_1+s_2{b_2}^{*}+\·\·\·+s_7{b}_7+s_8{b_8}^{*})/\sqrt{2}$ $t_2=(s_1{b}_2-s_2{b_1}^{*}+\·\·\·+s_7{b}_8-s_8{b_7}^{*})/\sqrt{2}$

其中s_k是第k个扩展码，b_k是选自第k个数据子流复值群集的符号，而^*代表复共轭。请注意，信号是用功率归一化的，因此，总的发射功率是与C＝1和M_t＝1的情况相同。若信道是非频选的，且若各个天线之间的信道是统计独立的，则利用简单的匹配滤波器接收机可以获得发射分集的量级M_t＝2。然而，由于8种代码用于8个子流，相对于常规的C＝1和M_t＝1的传输，没有使用附加的代码而获得这种发射分集。

时空扩展可以与代码重用结合使用。例如，在M＝4个天线的情况下，4个代码用于8个子流，利用以下的传输方案可以获得发射分集量级为M_t＝2： $t_1=(s_1{b}_1+s_2{b_2}^{*}+s_3{b}_5+s_4{b_6}^{*})/\sqrt{4}$ $t_2=(s_1{b}_2-s_2{b_1}^{*}+s_3{b}_6-s_4{b_5}^{*})/\sqrt{4}$ $t_3=(s_1{b}_3+s_2{b_4}^{*}+s_3{b}_7+s_4{b_8}^{*})/\sqrt{4}$ $t_4=(s_1{b}_4-s_2{b_3}^{*}+s_3{b}_8-s_4{b_7}^{*})/\sqrt{4}$

在此情况下，每个扩展码的子流数目是C＝2，可获得的最大频谱效率是与C＝2和M_t＝1传输的情况相同。

当然，我们可以利用其他的技术获得发射分集增益。以上的描述集中在代码发射分集和时空扩展以强调代码重用与频谱效率之间的权衡。

与正交码对比，对于给定的扩展因子N，随机二进制代码的数目没有限制；因此，没有相应的最大频谱效率。然而，如在以下数字结果这一节中我们可以看到，代码数目可能受代码相关矩阵秩的限制。

对于话音和数据用户的混合业务系统，话音信号都是从m＝1天线发射出去的，而数据信号是利用上述方案发射的。

接收的信号模型和系统假设

现在，我们考虑在K_d个高速用户接收机中一个接收机的复基带接收信号。每个高速数据用户有P个天线接收机，用于调制它的G个子流。K_dG个数据子流是从M个天线发射出去的，其中用户子流的天线分配是由公式(1)给出的。我们假设，话音信号是从天线m＝1发射的。在第p个(p＝1…P)天线上，移动用户的复基带接收信号是： $v_p\left(t\right)=\underset{g=1}{\overset{G}{\mathrm{\Σ}}}\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}\underset{m_l=1}{\overset{M_l}{\mathrm{\Σ}}}\underset{k=1}{\overset{K_d}{\mathrm{\Σ}}}{c}_{m(g,m_l),l,p}\frac{A_K}{\sqrt{M_l}}{s}_{k,g,m_l}(t-{\mathrm{\τ}}_{m,l})b_{k,g}(t-{\mathrm{\τ}}_{m,l})---\left(4\right)$ $+\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=1}{\overset{K_v}{\mathrm{\Σ}}}{c}_{1,j,p}{A}_j^{\left(v\right)}{s}_j^{\left(v\right)}(t-{\mathrm{\τ}}_{1,j})b_j^{\left(v\right)}(t-\mathrm{\τ}1,l)+n_p\left(t\right)$

其中

G  是每个高速数据用户的独立子流数目。

L  是给定发射信号的可分辨多径数目。

  是第m个发射天线与第p个接收天线之间通过第l条多径的复信道幅度。发射天线m的选择是由公式(1)给出的，且独立于用户标识k。

K_d 是高速数据用户的数目，每个用户解调G个数据流。

A_k 是第k个高速数据用户的幅度，它满足所需的Eb/No(接收的比特能量/噪声功率)。

 是第k个用户第g个子流第m_l个传输的二进制扩展码。用户代码的唯一性取决于传输技术(相同码或不同码)，且相关的发射天线取决于公式(1)给出的分配。

τ_m，l 是来自第m个发射天线第l条多径的延迟，其中天线是由公式(1)给出的。

B_k，g(t) 是第k个用户第g个子流的数据流。我们采用BPSK调制。

K_v  是话音用户数目。

 是第j个话音用户的幅度。

 是第j个话音用户的实扩展码。

 是第j个话音用户的数据流。

n_p(t) 是第p个接收天线上的可加白高斯噪声，它是由其他小区干扰和热噪声引起的。

请注意，对应于给定数据用户的所有子流有相同的发射功率。在假设总的基站功率是限制因素的条件下，我们确定系统的容量。为了简化接收的信号，我们作以下的假设。

1.来自M个天线的信号以相等的定时到达第p个接收天线。换句话说，对于固定的l，我们有τ_1，l＝τ_2，l＝…＝τ_M，l以及在发射机中互相正交的代码在接收机中保持其正交性。

2.由于数据信号和话音信号是从相同的源发射的，我们假设，每个用户(和子流)的符号间隔是对准的。因此，若我们在给定的符号周期上写接收的信号(4)，则数据b_k，g不是时间的函数。

3.利用长度为N的扩展码，每个数据子流和话音信号是以相同的数据速率R发射的。扩展码归一化成具有单位能量。换句话说，令T是符号(比特)的间隔时间，若我们在符号间隔T上求积分，则得到 $\underset{0}{\overset{T}{\∫}}|s_{k,m}\left(t\right){|}^2\mathrm{dt}=1.$

4.假设信道在符号的持续时间上是固定的，且假设在接收机中是已知的。换句话说，我们假设检测器有c_m，I，p的完全估算。根据辅助导频或训练信号可以得到信道(和定时)的估算。还假设信道是快速衰落的，其意思是信道系数不随符号而变化。这相当于移动方案。作这个假设的主要目的是为了在混合的话音和数据环境下便于容量计算。在这个方案下得到的容量结果一般反映静止数据终端也可以获得的容量提高。

5.信道幅度是具有单位方差的独立，零均值复高斯随机变量。换句话说，对于给定的l，

其中^*表示复共轭。

6.我们假设，L个可分辨延迟多径分量中的每个分量至少被来自最近一个的码片周期隔离。于是，每个分量的扩展码是不相关的。此外，若我们假设，符号间隔T相对于延迟扩展是很大的，则可以忽略ISI和把代码的L个分量当作独立的随机码。

在这些假设下，在给定的符号周期内公式(4)中的基带接收信号可以写成 $v_p\left(t\right)=\underset{g=1}{\overset{G}{\mathrm{\Σ}}}\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}\underset{m_l=1}{\overset{M_l}{\mathrm{\Σ}}}\underset{k=1}{\overset{K_d}{\mathrm{\Σ}}}{c}_{m(g,m_l),l,p}\frac{A_k}{\sqrt{M_l}}{s}_{k,g,m_l}(t-{\mathrm{\τ}}_{m,l})b_{k,g}---\left(6\right)$ $+\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=1}{\overset{K_v}{\mathrm{\Σ}}}{c}_{1,j,p}{A}_j^{\left(v\right)}{s}_j^{\left(v\right)}(t-{\mathrm{\τ}}_l)b_j^{\left(v\right)}+n_p\left(t\right)$

根据假设6，我们可以把用户k在码片匹配滤波器输出端的L个扩展码表示成分别对应于s_k，g(t-τ_g，1)，s_k，g(t-τ_g，2)，…，s_k，g(t-τ_g，L)的N矢量s_k，g，1，s_k，g，2，…，s_k，g，L。同样，对应于第j个话音用户的扩展码，我们令 $s_{j,1}^{\left(v\right)},\·\·\·,s_{j,L}^{\left(v\right)}$ 对应于 $s_j^{\left(v\right)}(t-{\mathrm{\τ}}_1),\·\·\·,s_j^{\left(v\right)}(t-{\mathrm{\τ}}_L)$ 。公式(6)的码片匹配输出可以表示成 $r_p=\left[S_d{S}_v\right]\left[\begin{array}{cc}{I}_{K_d}\⊗C_p& \\ & I_{K_{\mathrm{\γ}}}\⊗c_{1,p}\end{array}\right]A\left[\begin{array}{c}{b}_d\\ b_d\end{array}\right]+n_p---\left(7\right)$

其中r_p是复N矢量。

S_d是实N×K_dGM_tL数据扩展码矩阵 ，它是由K_dG代码矩阵给出的，每个代码矩阵的大小是N×M_tL。第k个用户第g个子流的代码矩阵是 $S_{k,g}\stackrel{\mathrm{\Δ}}{=}[s_{k,g,l,1}\·\·\·s_{k,g,l,L}\·\·\·s_{k,g,M_t,1}\·\·\·s_{k,g,M_t,L}].$

S_v  是由 $S_v=[s_{1,1}^{\left(v\right)}\·\·\·s_{1,L}^{\left(v\right)}\·\·\·s_{K_{\mathrm{\γ}},1}^{\left(v\right)}\·\·\·s_{K_{\mathrm{\γ}},L}^{\left(v\right)}]$ 定义的实N×K_vL话音扩展码矩阵。

C_p  是 $C_p\stackrel{\mathrm{\Δ}}{=}\mathrm{diag}(\left[\begin{array}{c}{c}_{m(1,1),p}\\ \·\\ \·\\ \·\\ c_{m\left({1,M}_t\right),p}\end{array}\right],\·\·\·,\left[\begin{array}{c}{c}_{m(G,1),p}\\ \·\\ \·\\ \·\\ c_{m(G,M_t),p}\end{array}\right])$ 定义的复GM_tL×G矩阵，其中

是对应于发射天线m与接收天线p之间多径信道的复L矢量： $c_{m(g,m_t),p}=\left[\begin{array}{c}{c}_{m,p,1}\\ \·\\ \·\\ \·\\ c_{m,p,L}\end{array}\right].$

I_x  是x×x的单位矩阵。算符_表示直积。因此，

_C_p是方块对角K_dGM_tL×K_dG矩阵diag(C_p，…，C_p)，而

_c_1，p是方块对角K_vL×K_v矩阵diag(c_1，p，…，c_1，p)。

A  是 $A\stackrel{\mathrm{\Δ}}{=}\mathrm{diag}(\frac{A_1}{\sqrt{M_t}}\⊗I_G,\·\·\·,\frac{A_{K_d}}{\sqrt{M_t}}\⊗I_G,A_1^{\left(v\right)},\·\·\·,A_{K_v}^{\left(v\right)})$ 定义幅度的K_dG+K_v×K_dG+K_v的对角矩阵。

b_d  是 $b_d\stackrel{\mathrm{\Δ}}{=}[b_{\mathrm{1,1}}\·\·\·b_{1,G}\·\·\·b_{K_d,1}\·\·\·b_{K_d,G}{]}^T$ 定义数据用户的实K_dG比特矢量。

b_v  是 $b_v\stackrel{\mathrm{\Δ}}{=}[b_1\·\·\·b_{K_v}{]}^T$ 定义话音用户的实K_v比特矢量。

n_p 是有i.i.d.分量的零均值复(圆对称)高斯噪声N矢量，其实部和虚部分量各有方差σ²。

最后，若我们定义 $S\stackrel{\mathrm{\Δ}}{=}\left[\begin{array}{cc}{S}_d& S_v\end{array}\right],{\tilde{C}}_p\stackrel{\mathrm{\Δ}}{=}\left[\begin{array}{cc}{I}_{K_d}\⊗C_p& \\ & I_{K_v}\⊗c_{1,p}\end{array}\right]$ 和 $b\stackrel{\mathrm{\Δ}}{=}\left[\begin{array}{c}{b}_d\\ b_v\end{array}\right],$ 则我们可以把(7)式简单地写成 $r_p={S\tilde{C}}_p\mathrm{AB}+n_p$ 检测技术

在这一节，我们描述说明扇区内干扰的多个天线时空检测器。

上节中描述的接收信号类型的联合最佳检测器是最大似然时空多用户检测器，它联合地检测所有的GK_d+K_v个子流。例如，见R.Kohno，N.Ishiiand M.Nagatsuka：“A Spatially and temporally optimal multi-userreceiver using an array antenna for DS/CDMA”，Proc.IEEE Int.Symp.On Personal，Indoor and Mobile Radio Communications，3：950-954，Sept.1995。因为这种检测器的复杂性是相对于子流数目的指数分布，促使我们研究有较低复杂性的次最佳检测器。这种次最佳检测器包括：去相关检测器和去相关判定反馈(V-BLAST)群检测器，例如，在Woliansky等人文献中所描述的supra。

在我们描述这些检测器之前，回顾一下最大似然时空多用户检测器是有益的，为的是知道如何得到每个次最佳检测器中所用的充分统计。所以，给出接收的信号(8)，通过完成代码和信道系数的匹配滤波操作，我们得到K_dG+K_v个信道的充分统计矢量。这种匹配滤波操作首先涉及处理来自P个天线中每个天线的接收信号，它把一组滤波器匹配到K_dG+K_v个扩展码中每个代码的L个多径复制品。第p个天线的代码匹配滤波器输出是 ，其中T表示矩阵转置。于是，对这个(K_dGM_t+K_v)L矢量的各个分量用相应信道系数的复共轭 加权。然后，把分别是K_dG数据子流和K_v个话音信道中每个的M_tLP与LP的乘积加在一起，用于建立复K_dG+K_v矢量。由于该数据是二进制值，我们取每个元素的实分量以得到充分统计矢量y。利用(8)中的接收信号标记，我们可以写成 $y=\mathrm{Re}\left[\underset{p=1}{\overset{p}{\mathrm{\Σ}}}{\tilde{C}}_p^H{S}^T{r}_p\right]$ $=\underset{p=1}{\overset{p}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Re}\left[{\tilde{C}}_p^H{S}^T{S\tilde{C}}_p^H\right]\mathrm{Ab}+\underset{p=1}{\overset{p}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Re}\left[{\tilde{C}}_p^H{S}^T{n}_p\right]$

＝RAb+n                       (9)

其中 $R\stackrel{\mathrm{\Δ}}{=}\underset{p=1}{\overset{p}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Re}[{\tilde{C}}_p^H{S}^T{S\tilde{C}}_p---\left(10\right)$

它是K_dG+K_v×K_dG+K_v时空代码相关矩阵，其中矢量n是协方差为σ²R的实K_dG+K_v高斯噪声矢量，且矢量和矩阵上的实算符是由Re(x) $\stackrel{\mathrm{\Δ}}{=}(x+x^{*})/2$ 定义的。产生公式(9)中充分统计矢量y所用的检测方法是熟知的时空匹配滤波器或2-D瑞克接收机。可以按照如下所示并参照图6处理充分统计矢量y，得到所需用户K_d个数据子流的比特估算。

单子流检测器

这是我们研究性能比较的常规时空匹配滤波检测器。第k个子流(k=1…K_dG+K_v)的比特估算是对应的充分统计分量的符号： ${\hat{b}}_k=\mathrm{sgn}\left(\right[y{]}_k)---\left(11\right)$

其中[x]_k表示矢量x中第k个元素。请注意，这种检测器要求知道所需的子流代码，定时，和信道系数。它不要求知道其他的子流。可以根据(9)导出第k个子流的对应比特差错率，其条件是其他用户的比特和信道系数。若我们假设第k个信道的数据比特是b_k=1，则以信道和其他用户比特为条件的比特差错率是 $P_k\left(\mathrm{\σ}\right)=Q\left(\frac{{\left[\mathrm{Rab}\right]}_k}{\mathrm{\σ}}\right)---\left(12\right)$

其中Q(·)表示Q函数。

去相关检测器

对于这种检测器，把给定信道的匹配滤波器输出投影到其他K_dG+K_v-1个子流的零空间。第k个信道的比特估算是相应投影分量的符号： ${\hat{b}}_k=\mathrm{sgn}\left(\right[R^{-1}y{]}_k)---\left(13\right)$

这种检测器需要知道所有K_dG+K_v个子流代码。这些代码通常发射到辅助控制信道上的接收机。第k个子流的比特差错率是 $P_{k,m}\left(\mathrm{\σ}\right)=Q\left(\frac{A_k}{\sqrt[\mathrm{\σ}]{[R^{-1}{]}_{(k,k)}}}\right)---\left(14\right)$

其中[X]_(k，k)表示矩阵X的第k个对角元素。

去相关判定反馈(V-BLAST)群检测器

在去相关之前去掉强干扰源的干扰，这种检测器获得的性能优于去相关检测器的性能。利用去相关判定反馈检测器(多用户检测技术领域中的专业人员都知道)或V-BLAST检测器(有时也知道)，它在M个群中(对应于m＝1…M的天线上发射的一组子流)检测高速数据用户的K_d个子流。按照这种检测器的一个方面，首先联合地把特定用户的所需组M个子流投影到剩余子流的零空间是有利的。请注意，这种投影没有去相关检测器中的投影那么严格，在去相关检测器中没有所需M个子流之间的用户内干扰。利用群检测器，在这些子流之间仍然有干扰，我们利用去相关判定反馈(V-BLAST)检测器不能解决这个问题。为了简化，我们集中考虑解调第一个高速数据用户的前M个子流。投影之后的M矢量是由以下公式给出的

z＝[(R^-1)_{[1；M，1；M]}]^-1[R^-1y]_[1；m]                 (15)

其中[R^-1y]_[1；M]表示矢量R^-1y的前M个元素，而(R^-1)_{[1；M，1；M]}表示R^-1的左上角M×M子矩阵。因此，这个投影包括两部分：第二个合成器之后的全去相关，基本上重新引入所需M个子流的相关。令 $\tilde{R}\≡[(R^{-1}{)}_{[1;M,1;:m]}{]}^{-1}$ ，我们可以重写(15)成 $z=\tilde{R}\mathrm{Ab}+\tilde{n}---\left(16\right)$

其中

是协方差为 的高斯噪声M矢量。

所以，给出z，我们利用以下迭代算法给出的去相关判定反馈(V-BLAST)检测器。

步骤0-初始化

r_p(1)＝r_p                                           (17) $X_p\left(1\right)={S\tilde{C}}_p---\left(18\right)$ $y\left(1\right)=\underset{p=1}{\overset{P}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Re}\left[X_p^H\left(1\right)\right]r_p\left(1\right)---\left(19\right)$

j＝1                                                (20)

在公式(19)中，y(1)是时空匹配滤波器的输出，它相当于公式(9)中给出的y。

步骤1-检测最强的子流 $R\left(j\right)=\underset{P=1}{\overset{P}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Re}\left[X_P^H\left(j\right)X_p\left(j\right)\right]---\left(21\right)$ $\tilde{R}\left(j\right)=\left[R^{-1}{\left(j\right)}_{[1;M-j+\mathrm{1,1};M-j+1]}\right]---\left(22\right)$ $z\left(j\right)=\left[\tilde{R}\left(j\right){]}^{-1}\right[R^{-1}\left(j\right)y\left(j\right){]}_{[1;M-j+1]}---\left(23\right)$ $g\left(j\right)=\arg \min [{\tilde{R}}^{-1}\left(j\right){]}_{(g,g)},g=1,\·\·\·M-j+1---\left(24\right)$ ${\hat{b}}_{g\left(j\right)}=\mathrm{sgn}[{\tilde{R}}^{-1}\left(j\right)z\left(j\right){]}_{g\left(j\right)}---\left(25\right)$

公式(24)中选取的第g个子流(g=1，…M-j+1)是去相关器后信噪比最高的子流，它对应于 中前M-j+1个对角元素的最小值。这是在步骤2中没有去掉的剩余M-j+1个子流中最强的。第g个子流的比特估算是在(25)中完成的，它的信号是从步骤2的接收信号中减去的。这是在上述Woliansky等人的文献中所证明的，在第j个迭代中选取和去掉子流的这种局部化策略实际上是整体最佳的策略。

步骤2-去掉最强子流信号中的重建估算 $r_P(j+1)=r_p\left(j\right)-S_{1,g\left(j\right)}\left[\begin{array}{c}{c}_{m(g\left(j\right),1),p}\\ \·\\ \·\\ \·\\ c_{m(g\left(j\right),M_t),p}\end{array}\right]A_1{\hat{b}}_{g\left(j\right)}---\left(26\right)$

X_p(j+1)＝[X_p(j)]_g(j)                                     (27) $y(j+1)=\underset{p=1}{\overset{p}{\mathrm{\Σ}}}{X}_p^H(j+1)r_p(j+1)---\left(28\right)$

j＝j+1

对应于子流g(j)的L个多径信号分量是根据公式(26)中的接收信号重建和减去的。在公式(27)中，下一次迭代中天线p上的时空匹配滤波器矩阵X_p(j+1)是通过删去对应于当前迭代的第m个子流的L列得到的。

步骤3-在检测到所有M个子流之前回到步骤1并重复以上的步骤

给出当前的接收信号r_p(j)作为估算比特 ${\hat{b}}_{g\left(1\right)}\·\·\·{\hat{b}}_{g(j-1)}$ 的函数，计算第j次迭代第m个子流的比特差错率作为条件比特差错率。这个信号包括：剩余子流的信号，它可能是公式(26)中减去不恰当检测的子流造成的偏差分量，和复高斯噪声矢量分量。r_p(i)的“非噪声”分量是由以下公式给出的 $\underset{p=1}{\overset{p}{\mathrm{\Σ}}}({S\tilde{C}}_p\mathrm{AB}-\underset{i=1}{\overset{j-1}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{1,g\left(i\right)}\left[\begin{array}{c}{c}_{m(g\left(i\right),1),p}\\ \·\\ \·\\ \·\\ c_{m(g\left(i\right),M_t),p}\end{array}\right]A_1{\hat{b}}_{1,g\left(i\right)})$

在公式(28)中的匹配滤波和公式(25)中的去相关之后，“非噪声”矢量的第g(j)个分量是 $\left[{\tilde{R}}^{-1}\left(j\right)\underset{p=1}{\overset{P}{\mathrm{\Σ}}}{X}_P^H\left(j\right)\right({S\tilde{C}}_p\mathrm{AB}-\underset{i}{\overset{j-1}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{1,g\left(i\right)}\left[\begin{array}{c}{c}_{m(g\left(i\right),1),p}\\ \·\\ \·\\ \·\\ c_{m(g\left(i\right),M_t),p}\end{array}\right]A_1{\hat{b}}_{1,g\left(i\right)}\left)\right]---\left(29\right)$

可以证明，去相关器后高斯噪声矢量是协方差为 的零均值。因此，假设所需子流的数据比特是1，则第g个子流的条件比特差错率是

请注意，若比特判定 ${\hat{b}}_{g\left(1\right)}\·\·\·{\hat{b}}_{g(j-1)}$ 都是正确的，则公式(30)简化成 $P_{1,g\left(j\right)}\left(\mathrm{\σ}\right)=Q\left(\frac{A_1}{\sqrt[\mathrm{\σ}]{[{\tilde{R}}^{-1}\left(j\right){]}_{(g\left(j\right),g\left(j\right))}}}\right)$

它是K_dG-j+1个子流的去相关检测器的性能。

应当注意到，上述的去相关检测器和V-BLAST群检测器利用线性投影说明小区内干扰。或者，一些应用或语境会发现利用较简单检测器是方便的，该检测器忽略小区内干扰，仅仅说明对应于用户G个子流的用户内干扰。这种适应性仅收集所需用户G个子流的充分统计分量。然后，去相关检测器通常把每个信道投影到其他G-1个子流的零空间，而去相关判定反馈检测器同样也作用在这个简化的充分统计矢量上。当然，我们不局限于所用检测器类型以说明用户间干扰。去相关检测器和去相关判定反馈检测器只是作为典型的例子。

容量分析

在以下的两节，我们研究确定利用多用户检测的多天线系统的系统容量的技术。在下一节，我们讨论只话音系统和只数据系统；而在以下的第二节，我们讨论混合的话音和数据语境。在以下数字结果的一节中，我们讨论各种检测器和参数变化之间的比较。

只话音系统和只数据系统

此处的容量分析类似于(上述)Woliansky等人文献有关话音中的方法，但是我们作一些改动，说明多个发射天线和接收天线以及数据接收机利用去相关检测器，而不是利用常规的单用户匹配滤波检测器。在这一节，我们主要讨论确定容量的技术。

首先我们讨论只话音系统和只数据系统要求的中断曲线。这些曲线是这样得到的，在多小区系统的每个扇区中随机分布给定的用户数目(我们利用19小区系统，其中有2排小区用于说明)，然后确定接收Eb/No不满足所有用户Eb/No要求的概率。我们假设，小区被划分成三个120度的扇区，在基站中有完全的小区划分(没有旁瓣能量)，且没有软越区切换。对于只话音系统，利用以上引用的Woliansky等人文献中关于单用户匹配滤波检测器的接收Eb/No的以下界限： $(\frac{E_b}{N_o}{)}_{\mathrm{rx}}\≥\frac{\mathrm{\βS\φ}{\mathrm{\γ}}_{k,1}N}{{\mathrm{S\γ}}_{k,1}+\underset{b=2}{\overset{19}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{S\γ}}_{k,b}+N_{o}W}---\left(31\right)$

其中S是每个基站中可用的最大发射功率，γ_k，b是从基站b到用户k的阴影衰落和路径损耗，该用户正在与小区1(中心小区)进行通信，φ_k是基站1可以给每个用户k的总功率分数，N_o是AGWN频谱密度，W是信号带宽，N是扩展因子，β是可用于信息的基站功率分数，和1-β表示给导频信号的分数。请注意，(31)是下界限，其两个理由是：第一，因为来自基站1的总功率当成是小区内干扰；第二，用户的激活因子会减小平均干扰功率。

对于数据系统，接收的Eb/No(在代码匹配滤波器和信道合成器之后，但在天线组合之前)是由以下公式给出的 ${\left(\frac{E_b}{N_o}\right)}_{\mathrm{rx}}=\frac{\mathrm{\βS}{\mathrm{\φ}}_k{\mathrm{\γ}}_{k,1}N}{\underset{b=2}{\overset{19}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{S\γ}}_{k,b}+N_{o}W}---\left(32\right)$

其中φ_k是基站1可分配给用户k每个子流的总功率分数。以上公式应用于每个数据用户中的每个子流，其证明如下所述。分母项包括干扰项和噪声项。与公式(31)不同，噪声项只是由小区外干扰构成的。对于数据用户，去相关检测器用于前端；因此，在中断分析中忽略小区内干扰，因为在BER分析中考虑它以导出目标Eb/No。利用合适的阴影衰落因子对各个于扰项加权。请注意，以上的公式与发射天线和接收天线的数目无关，因为在组合P个接收天线之前测量接收的Eb/No。由于在相同的位置解调给定用户的所有子流，每个子流要求相同的发射功率电平。因此，提供给用户k的G个子流的总发射功率是Gφ_k。请注意，我们已假设最坏情况的方案，其中所有相邻基站是满负荷的，即，它们都以全功率发射。

为了成功地解码接收的信号，接收的Eb/No必须大于满足目标BER所要求的Eb/No。基站可以选取给每个话音(数据)用户提供的功率分数φ_k(Gφ_k)足够地大以满足Eb/No要求，为的是在总功率约束 $\underset{k=1}{\overset{K_v}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\χ}}_k{\mathrm{\φ}}_k\≤1(\underset{k=1}{\overset{K_d}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\χ}}_k{\mathrm{G\φ}}_k\≤1)$ 的条件下支持尽可能多的话音(数据)用户，其中X_k是以下定义的指示符函数

其中α_v(α_d)是话音(数据)激活因子。若对于给定的用户数目K，不可能对所有的用户满足它们的Eb/No要求，即，满足条件(Eb/No)_rx≥(Eb/No)_req，则我们说发生了中断事件。所以，中断概率是 $\mathrm{Pr}\{\underset{k=1}{\overset{K_v}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\χ}}_k{\mathrm{\φ}}_k>1\}.$ 我们假设完全的功率控制，因此，每个用户正好接收足够的功率以满足它的Eb/No要求，即，(Eb/No)_rx＝(Eb/No)_req。对于话音用户，根据公式(31)，我们得到 ${\mathrm{\φ}}_k\≤\frac{{(E_b/N_o)}_{\mathrm{req}}}{\mathrm{\βN}}(1+\underset{b=2}{\overset{19}{\mathrm{\Σ}}}\frac{{\mathrm{\γ}}_{k,b}}{{\mathrm{\γ}}_{k,1}}+\frac{N_{o}W}{{\mathrm{S\γ}}_{k,1}})\stackrel{\mathrm{\Δ}}{=}{f}_{v,k}---\left(33\right)$

所以，中断概率的上限是由以下公式给出的 $\mathrm{Pr}\{\underset{k=1}{\overset{K_v}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\χ}}_k{\mathrm{\φ}}_k>1\}\≤\mathrm{Pr}\{\underset{k=1}{\overset{K_v}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\χ}}_k{f}_{v,k}>1\}---\left(34\right)$

为了根据中断曲线确定容量，我们必须确定所需的Eb/No，而它又取决于目标BER。对于话音系统，由于所有的终端使用单用户匹配滤波检测器，我们把小区内和小区外干扰当作高斯噪声，因此，根据单个用户在AWGN中的BER性能，可以得到所需的Eb/No。所需Eb/No为7dB足以保证目标BER为0.001。利用公式(34)和随机阴影衰落上的蒙特卡罗模拟以及N＝128，β＝0.8和α_v＝3/8的激活性指示，图7中给出只话音系统的中断曲线。(在所有的数字结果中，我们假设不存在热噪声：N_o＝0。)因此，在BER为0.001的情况下，只话音系统可以支持中断概率为0.01约20个用户，得到的频谱效率是20/128＝每扇区0.156bps/Hz。

回到计算数据用户的中断概率，根据公式(32)，我们得到 ${\mathrm{\φ}}_k\≤\frac{{(E_b/N_o)}_{\mathrm{req}}}{\mathrm{\βN}}(\underset{b=2}{\overset{19}{\mathrm{\Σ}}}\frac{{\mathrm{\γ}}_{k,b}}{{\mathrm{\γ}}_{k,1}}+\frac{N_{o}W}{{\mathrm{S\γ}}_{k,1}})\stackrel{\mathrm{\Δ}}{=}{f}_{d,k}---\left(35\right)$

因此，中断概率为 $\mathrm{Pr}\{\underset{k=1}{\overset{K_d}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\χ}}_k{\mathrm{G\φ}}_k>1\}=\mathrm{Pr}\{\underset{k=1}{\overset{K_d}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\χ}}_k{\mathrm{Gf}}_{d,k}>1\}---\left(36\right)$

对于高速数据系统，确定BER性能，所需的Eb/No和相应的系统容量不是容易的事。这是因为数据终端使用多用户检测器，而现在所需的Eb/No是用户数目的函数。所以，我们不能像在只话音系统中那样固定所需的Eb/No。图8表示只数据系统(G＝1)的中断曲线，其中曲线是以接收的Eb/No为参数。我们把数据当成非常长的分组，因此，激活因子α_d＝1。

为了确定所需的Eb/No以获得目标BER，我们需要多用户检测器的BER作为Eb/No和K_d的函数。在此语境下，对应于公式(32)的Eb/No是A²/2σ²。这是在去扩展，多径合成和发射分集组合之后而在接收分集组合之前的信噪比。BER计算中的附加噪声n_p在小区外干扰和热噪声方面起重要的作用。

请注意，在去相关检测器的情况下，BER与干扰用户的接收功率电平无关。因此，BER的计算独立于所用的功率控制方案。图8表示BER与K＝2，16，32，48个用户，L＝2，M＝1，P＝4的Eb/No之间的关系，其中利用正交相同码传输和去相关检测器。扩展因子是N＝128，通过在随机信道实现和用户比特上对公式(14)或(32)取平均而得到BER。

根据图7中的中断曲线，我们可以在图9中画出给定中断率(0.01)下接收的Eb/No与K_d之间的关系。根据图8中的Eb/No曲线，我们可以在与图9中相同的轴上画出给定BER率(0.001)下所需Eb/No与K_d之间的关系。于是，得到的系统容量是两条曲线相交的K_d值(K_d＝27)。在数字分析中，利用线性内插方法找到这个相交点。请注意，根据BER曲线，K_d单调地随Eb/No的增大而减小，而根据中断曲线，K_d单调地增大。给定K_d，频谱效率是每带宽的总扇区吞吐量： $\mathrm{SE}=\frac{K_d\mathrm{GR}}{W}=\frac{K_{d}G}{N}---\left(37\right)$

对于正交相同码传输，利用公式(37)中的(2)：SE_max＝M/M_t，可以计算代码受限频谱效率。对于正交不同码传输，根据公式(3)中的K_d，max：SE_max＝1/M_t，得到代码受限频谱效率。

混合的话音和数据分析

按照本发明原理的混合话音和数据系统最好是后向兼容的，它的意思是话音用户应当不因数据用户的存在而受到影响。此外，话音终端仅有单个接收天线，且仅利用匹配滤波器检测。如上所述，最好是通过单个发射天线发射话音。数据终端有足够的处理能力，以实施小区内干扰的去相关/V-BLAST类型多用户检测器。混合的话音和数据的容量分析类似于上一节中所描述的；以下给出有关的变化。

混合系统的中断概率取决于满足所需目标Eb/No的话音和数据用户。第k个话音用户的接收Eb/No是由公式(31)中界限给出的，而第k个数据用户的接收Eb/No是由公式(32)中界限给出的。回想到话音用户的情况，小区内干扰包括在分母中，因为话音终端利用匹配滤波检测器，而对于数据用户，我们不包括小区内干扰，因为它们利用多用户检测器。若任何话音用户或任何数据用户的任何数据流不能满足Eb/No要求，则发生中断事件。总的功率约束现在是由 $\underset{j=1}{\overset{K_{\mathrm{\γ}}}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\χ}}_j{\mathrm{\φ}}_j+\underset{i=1}{\overset{K_d}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\χ}}_{i}G{\mathrm{\φ}}_i$ 给出的。因此，根据(33)和(35)，中断概率的界限是由以下公式给出的 $\mathrm{Pr}\{\underset{j=1}{\overset{K_v}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\χ}}_j{\mathrm{\φ}}_j+\underset{i=1}{\overset{K_d}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\χ}}_{i}G{\mathrm{\φ}}_i>1\}\≤\mathrm{Pr}\{\underset{j=1}{\overset{K_v}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\χ}}_j{f}_{v,j}+\underset{i=1}{\overset{K_d}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\χ}}_{i}G{f}_{d,i}>1\}---\left(38\right)$

因此，中断概率是K_v和K_d的函数。在我们的数字结果中，我们把话音用户的数目K_v固定在可以支持的最大话音用户数目的值之下，并确定中断曲线作为所需Eb/No数据为参数的数据用户数目的函数。(典型的情况是，最大话音用户数目是20，我们设置K_v＝8。)话音终端的所需Eb/No在混合环境下保持相同的值，因为话音终端利用单用户匹配滤波器，其性能仅取决于总的干扰功率，它与干扰来自数据终端或话音终端无关。因此，我们设置话音所需的Eb/No为7dB。然而，对于数据终端，BER性能取决于话音用户的数目。在混合的话音和数据环境下，通过模拟技术得到数据用户的BER性能。我们固定话音用户的数目，并确定参数为K_d，M，M_t，L，和P的数据用户的BER曲线。

如在上一节中所讨论的，根据BER曲线和中断曲线得到容量。根据话音和数据用户可获得的组合数据速率，得到频谱效率： $\mathrm{SE}=\frac{(K_{d}G+K_v)R}{W}=\frac{K_{d}G+K_v}{N}---\left(39\right)$

数字结果

以下几节公开各种特定语境下的相关数字结果。

中断概率与用户数目

图11表示在G＝1和M＝1以及各种配置的情况下1％中断率的接收Eb/No与用户数目之间的关系。这些曲线是利用单种类型容量和混合容量各节中两种容量分析方法产生的。它们表示接收的Eb/No随用户数目的增加而减小，在有较少用户的情况下，Eb/No减小得更快。我们考虑只数据系统以及话音和数据的混合业务系统。对于只数据系统，我们假设移动台均匀地分布在整个扇区。在标题为只数据方案频谱效率的一节中，讨论相应的只数据频谱效率。对于混合业务系统，我们考虑整个扇区中的均匀分布和三个区域的每个区域中的均匀分布。令r是六边形小区的半径(从中心到直边的测量距离)，区域1对应于半径0至r/3，区域2对应于半径r/3至2r/3，而区域3对应于其余的区域。三个区域的中断曲线是根据用户均匀分布在对应区域中的接收Eb/No统计产生的。在标题为混合业务方案的频谱效率和混合业务的定位有关频谱效率的两节中，分别讨论对应的混合业务整个扇区频谱效率和三扇区频谱效率。

一般地说，我们需要调整图11的中断曲线以说明G′≠1的情况。根据(35)和(36)，我们观察到中断概率是G(Eb/No)_rx＝G(Eb/No)_req的函数。因此，对于图11中的固定K_d，G′≠1的接收Eb/No只是图11中接收Eb/No(G＝1)除以G′。这对应于曲线向下移位10log₁₀G′dB。

我们还可以根据公式(8)画出整个扇区只话音系统的中断曲线。这条曲线会通过20个用户的7dB Eb/No点。这条曲线与整个扇区只数据曲线之间的差别是由于1)激活因子(3/8与1)和2)所用的检测器(在(14)和(30)中反映的常规检测器与多用户检测器)。从想象的只话音曲线开始，增大激活因子就使曲线向下移动，而利用多用户检测器就使曲线向上移动。只数据曲线正好在20个用户的7dB Eb/No点之上通过的事实指出，多用户检测器的优点超过增大激活因子的效果。我们还注意到，整个扇区混合业务情况的中断曲线最接近于区域3的曲线，它指出整个扇区系统的性能是受小区边缘附近那些用户的支配。

只数据方案的频谱效率

利用去相关或V-BLAST检测器的BER公式，可以模拟各种发射机和检测器选择的链路级结果。如在标题为‘容量分析’的以前一节中所解释的，可以把这些结果与以上得到的系统级结果进行组合以确定系统频谱效率。图14-21表示在只数据(K_v＝0)方案下固定数据速率的系统频谱效率与接收天线数目之间的关系。在每个附图中，三个曲线图表示不同的发射天线数目，每个曲线图中的曲线是以发射分集量级作为参数。我们把每个数据用户的子流数目固定在G＝8，并研究M，P，和M_t变化时的频谱效率，因此，每个用户利用去相关器或V-BLAST检测器解调G/M组的M个子流。这些结果是根据以前两节中比特差错率和中断数据以及容量分析各节中描述的技术supra导出的。我们假设扩展因子N＝128和可分辨多径分量L＝2。

图14表示利用V-BLAST检测器的正交相同码传输方案的性能。从最左边的曲线图(M＝2)开始，我们注意到，对于很小的P，发射分集情况(M_t＝2)的效率优于没有发射分集情况的效率。对于P≥8，M_t＝2的频谱效率因有限的可用正交码数目而受到限制。即使所需的Eb/No仍然随P的增大而减小，频谱效率不能增大；因此，在接收机中添加更多的天线对整体系统容量没有改进。根据公式(2)，最大的用户数目是K_d，max＝16。利用(37)，正交相同码传输的最大频谱效率是SE_max＝K_d，maxG/N＝M/M_t。因此，在M_t2的情况下，SE_max＝1。因为M_t＝1的情况有较高的代码限制，它的最大频谱效率较高(SE_max＝2)。因此，虽然M_t＝2在P很小的情况下较好，它的频谱效率在较早的阶段就受到限制，过了这点之后，M_t＝1情况的性能较好。对于M＝4，我们看到具有相同的趋势，不同的是，现在的频谱效率限制因M增大而较高。此外，我们观察到，不是代码限制的最高分集量级提供最高的频谱效率。在P＝12的情况下，所有三种发射分集的情况已达到它们的代码限制。对于M＝8和P＝12，没有发射分集的情况是最佳的；然而，我们不能根据这个数据得出结论，在M_t＝2达到它的代码限制之后，是否发生优于M_t＝2的点。根据随机码曲线(其中我们没有经历代码限制)，使我们相信交叉点发生在代码限制之后。对于非代码限制的情况(例如，M_t2，P＝2)，频谱效率随M的增大略微减小，如我们根据BER曲线所预期的。回想到这是增大的干扰胜过因M增大产生增大的空间信号隔离优点的结果。

图15表示利用V-BLAST检测器的正交不同码传输方案的性能。超过相同码传输的优点是，现在各个代码在数据用户的M个子流中是正交的。遗憾的是，这个优点没有很大的作用，因为V-BLAST检测器克服干扰的作用非常有效。例如，比较P＝4，M_t＝1的两种传输技术。除了M＝8之外，它们的差别是可以忽略的。(请记住，与图14比较，图15的垂直轴有不同的比例。利用V-BLAST检测器的正交不同码传输的频谱效率)此外，由于不同码传输有严格的代码限制(根据(2)，K_d，max＝N/(GM_t))，因此有较低的频谱效率限制，我们得出结论，当系统不是代码限制时，正交不同码传输与正交相同码传输比较仅有很少的性能优点；否则，相同码传输是占优势。

图16表示利用去相关检测器的正交相同码传输方案的性能。与利用V-BLAST检测器的情况相同，性能增益随M的增大而增加。然而，它们随P的增大而减小，因为附加的接收天线提供天线增益和信号隔离以提高去相关器的性能。最后，图17表示利用去相关检测器的正交不同码传输方案的性能。基本上，根据V-BLAST检测器得出的结论也可应用于去相关检测器。

图18-21表示随机码传输的频谱效率。由于具有相同多径延迟的代码中的MAI，在它们没有达到代码限制时，随机码的频谱效率总是低于正交码的频谱效率。由于随机码没有代码限制，它们的频谱效率连续地随P的增加而近似线性地增大，超出正交码的饱和点。我们观察到其频谱效率随M_t的增加而增大；然而，临界增益在P和M_t很大的情况下变小，因为临界增益随总的分集量级增加而变小。我们看到的特性类似于正交码有关M和检测技术以及有关相同码传输和不同码传输的特性。

可能惊奇地注意到，对于P＝1个接收天线，即使在利用多用户检测的情况下，频谱效率仍为零。人们可能期望，该频谱效率至少应当与单个天线和匹配滤波器检测的当前系统的频谱效率一般大。然而，这种情况是不同的，因为我们在BER计算中没有考虑任何的正向纠错编码。因此，仅仅利用快速衰落信道中的单个接收天线(没有编码操作的时间分集)，满足0.001目标BER的所需Eb/No是如此之大，甚至不能支持单个用户。另一方面，对于多个接收天线，没有编码操作的分集增益不是那么重要，因为已经有了多个天线的分集增益。

混合业务方案的频谱效率

在混合业务方案中，我们考虑有最大话音用户中40％用户工作的系统，即，每扇区最大20个用户中的8个用户。从以上讨论只话音和只数据系统容量中回想到，假设在1％中断率的7dB Eb/No要求下导出最大容量。由于话音用户的Eb/No要求一般高于数据用户的要求，我们预期，混合业务系统的频谱效率低于相应的只数据系统(假设系统不是代码限制)的频谱效率。例如，对于G＝8，M＝4，M_t＝1和P＝8的正交相同码系统，只数据系统的频谱效率约为每扇区2.25bps/Hz，在K_v＝8个话音用户的混合业务方案中，其频谱效率为每扇区1.5bps/Hz。因此，只数据系统支持76.8Kbps的K_d＝2.25N/G＝36个用户，而混合业务系统支持76.8Kbps的K_d＝(15N-K_v)/G＝36个用户。图22A表示M＝4，M_t＝1，G＝8的正交相同码系统和利用V-BLAST检测器的频谱效率(整个扇区的情况)。这条曲线上界受限于图22A中对应的曲线。请注意，通过求解K_d，max M_tG/M+K_v＝N，得到最大的数据用户数目K_d，max。然后根据公式(39)，最大频谱效率是 $\frac{(N-K_v)M/M_t+K_v}{N}$

对于N＝128，K_v＝8，M＝4，M_t＝1的情况，最大频谱效率是3.8。我们还考虑这样的情况(图22B)，其中用户接收384Kbps的数据(G＝40)。对于固定的乘积K_dG，中断概率随G的增加而增大。这是因为对于固定的移动定位，随着G的增加，基站不太可能有足够的功率发射G个子流。因此，对于给定的M，M_t，和P，频谱效率随G的增加而减小。换句话说，每个用户的吞吐量增加是以总的扇区吞吐量减小为代价，这里我们假设系统不是代码限制的。这种情况反映在图22B中整个扇区曲线上。

混合业务的定位有关频谱效率

在仅有少量高速用户的系统中，通过对整个小区上的用户位置取平均，不能得到可靠的系统容量，因为系统容量可能被小区中心附近的少数用户所占用。为了说明我们的频谱效率曲线图并不主要地取决于用户位置分布，我们考虑这样一些情况，其中所有的用户分布在图12所示三个区域中的一个区域内。利用三个区域的中断曲线，我们可以确定频谱效率作为与基站之间距离的函数。图22A-B分别表示G＝8和40的三个区域的频谱效率。(如同以前一样，利用M＝4，M_t＝1，L＝2和正交相同码传输。)该图说明，即使数据用户全都限制在小区的边缘，频谱效率并不显著地减小。若数据用户限制在接近于区域1的基站(回想到话音用户分布在整个扇区)，利用非常少的接收天线可以获得很高的频谱效率。利用每个数据用户仅P＝4个接收天线和M＝4个发射天线，若数据用户限制在区域1内，该系统可以支持76.8Kbps的60个数据用户或同时支持384Kbps的15个数据用户和8个话音用户。

接收机结构

在这一节，参照图13我们描述在利用我们传输和检测技术的CDMA2000系统中支持分组数据的方案。在以下的六节中描述这种接收机中的主要单元。

假设时间被分成若干帧，每帧是几百个符号的数量级。每个分组是通过分配给每个激活数据用户的专用业务信道(一组子流)上一帧或几帧发射的。我们假设，发射给每个用户的分组是在基站处排队，因此，在当前帧的开始，基站知道哪些用户有通过下一帧发射的数据。因此，在当前帧的集中控制信道上，可以把下一帧中激活用户的代码标识广播给所有的数据用户。这个信息用于接收机中产生多用户所需的代码相关矩阵。我们假设，高速数据用户运动很慢，因此，信道在几个(几十个)符号持续时间内保持恒定。

图13表示图6所示类型的优选实施系统中所用的主要功能块。除了图6所示的部件以外，在图13的系统中利用附加单元131完成信道和定时估算是有利的。这些功能最好是在导频信号(在接收的信号模型(4)中没有给出，但本领域专业人员是熟知的)上完成，导频信号是从M个天线中的每个天线上发射的。此外，如上所述，该组激活扩展码标识最好用在接收机中，因此，它可以完成去相关。这个扩展码信息最好是通过控制信道码发送的；携带这个信息的控制消息是在合适的语境下定义的，并包含在任何的工业标准中。为了便于此处的说明，我们假设，扩展码

，控制信道码，和导频码遵从3G CDMA标准。具体地说，各种代码是互相正交的，并且是随机扩展码(它随符号而变化)与Walsh码(它不随符号而变化)按分量的逐项乘积。在多用户检测之前，利用导频干扰消除器去掉导频多径干扰。相关矩阵发生器功能块产生用于多用户检测的相关矩阵R。现在，我们详细地描述每个功能块。

定时和信道估算器

定时和信道估算器(图13中方框131所示)跟踪定时τ_m，l并估算MLP个多径信号的系数c_m，l，p。对于P个接收天线中的每个天线，M个天线中每个天线有L个这种功能块，用于总数为MLP个估算器。用于完成这些操作的技术是熟知的，例如，见F.Adachi，M.Sawahashi，and H.Suda：“Wideband DS-CDMA for next-generation mobile communicationssystems”，IEEE Communications Magazine，Vol.36，No.9，pp.56-69，Sept.1998。对于第m个发射天线的第l个多径分量，利用第m个导频扩展码与第p个天线上接收的信号r_p(t)相关。对相关器的输出加权并与以前的值求和，就得到相干信道估算。(回想到我们假设该信道在几十个符号周期内是恒定的。)因此，我们可以在很大的窗口上对信道估算取平均以得到非常精确的估算。把接收的信号与先行和滞后的导频扩展码复制品同时进行相关以驱动定时回路。在定时回路中利用相干信道估算以提高抗跟踪抖动的稳健性。

数据扩展码匹配滤波器

图13中的方框132表示与数据扩展码相关的接收信号，它是在合适的多径延迟时间从定时估算器131得到的。对于每个接收天线，有对应于矩阵S_d中各列的KGM_tL个这种匹配滤波器。这个矩阵中所用激活子流的代码是由基站在以前帧中的控制信号消息确定的。若给这个用户分配该代码，因此，这些代码满足Walsh-Hadamard关系，可以利用快速Walsh-Hadamard变换实现匹配滤波器组，从而降低复杂性。例如，见C.-L.I.C.A.Webb III，H.Huang，S.ten Brink，S.Nanda，and R.D.Gitlin：“IS-95 Enhancements for Multimedia Services”，Bell Labs TechnicalJournal，Vol.1，No.2，pp.60-87，Autumn 1996。

请注意，多用户检测器137作用在充分统计矢量y上(长度K_dG+K_v)，但是，我们只需要去相关检测器输出端的M个单元或V-BLAST处理操作的矢量z。按照以下两种方法可以得到这些M个单元。

1.第一，它们可以按照图6中方法得到，因此，相对于所有K_dG+K_v个代码完成匹配滤波以得到矢量y。然后，对该矢量乘以对应于去相关器的R^-1中前M行的子矩阵。为了得到V-BLAST检测器的矢量z，我们再把该结果乘以M×M矩阵

2.或者，利用所需M个子流而不是所有K_dG+K_v个的匹配滤波，我们可以得到M个单元。这必然伴随计算相当的M个匹配滤波，它们是K_dG+K_v个的线性组合，其权重是由矩阵R^-1和

确定的。

对于去相关检测器，第二种方法可能节省一些计算操作。然而，对于V-BLAST检测器，第二种方法要求第j次迭代上计算的M-j+1个相当的匹配率波；此外，在每次迭代上要求接收信号r_p之间的码片速率滤波和相当的匹配滤波。因此，对于V-BLAST检测器，根据第一种方法可以有利地节省计算操作。

时空瑞克合成器

图13中的时空瑞克合成器133利用信道估算对匹配滤波器的输出完成最大比率合成以产生充分统计矢量y。在图6中，合成器相当于信道合成器，加法器和实运算器。这个方框可以与本系统所用的瑞克匹配滤波器相同。

导频干扰消除器

在最大比率合成器之后，若信道是频选的(L＞1)，则有来自导频信号的多址干扰(MAI)。这种干扰在某些情况下是严重的。所以，使用导频干扰消除器134有利于去掉这种干扰。去掉MAI的典型装置包括利用导频干扰消除器，它计算和减去来自y中每个元素的导频MAL贡献。例如，在C.-L.I.C.A.Webb III，H.Huang，S.ten Brink，S.Nanda，andR.D.Gitlin：“IS-95 Enhancements for Multimedia Services”中描述这种装置，Bell Labs Technical Journal，Vol.1，No.2，pp.60-78，Autumn1996。

相关矩阵发生器

图13中的相关矩阵发生器136计算去相关器和V-BLAST检测器中所用的相关矩阵R。这个矩阵取决于激活用户的特定扩展码和信道估算。给定帧的激活代码组是固定的，且假设信道在几个符号周期内是恒定的。然而，扩展码本身随符号而变化，这是由于CDMA 2000中使用长扩展码以识别基站；因此，需要计算每个符号的R。请注意，在不使用长扩展码的系统设计中，R在帧持续时间内的变化仅仅由于信道时间的变化。因此，在此情况下，不必计算每个符号的相关矩阵。相关矩阵的计算涉及计算公式(10)中给出的K_dG+K_v×K_dG+K_v矩阵： $R=\underset{p=1}{\overset{p}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Re}\left[{\tilde{C}}_p^H{S}^T{S\tilde{C}}_p\right]$

多用户检测器(去相关器或V-BLAST检测器)

去相关器和V-BLAST检测器都要求利用相关矩阵R中合适M行的矩阵乘法操作。在此时解调控制信道，激活扩展码的标识经去复用器139的控制输出转送到图13中的相关矩阵发生器136和数据扩展匹配滤波器132。去相关检测器中最强的计算部分是计算矩阵R的转置矩阵，它随不同的符号而变化。

V-BLAST检测器(包括前端去相关器)的处理操作是很强的计算，最好使用定制的ASIC。在一个实施例中，这种定制的ASIC利用前端最小均方误差(MMSE)线性合成器取代去相关器。或者，去相关器可以用一级近似代替，例如，在N.Mandayam and S.Verdu：“Analysis of anapproximate decorrelating detector”中描述的，Wiretess PersonalCommunications，Vol.6，Nos.112，pp.97-111，Jan.1998。实施这种方案比较简单，因为不它需要矩阵转置；然而，性能权衡取决于子流的数目和它们之间的相关。

去复用器和信道解码器

图13中所示的去复用器和信道解码器139是熟知的设计，并提供正常数据输出和上述控制信号给其他的接收机单元。

结论

我们描述了利用多个天线发射分集，多代码传输和时空去相关检测器的高速CDMA系统。利用评价系统容量的新颖方法，我们说明，利用多个发射天线和接收天线，可以大大提高当前话音系统的容量。所附权利要求书规定了本发明的贡献，而典型的特征和结果包括：

1.正交码传输与随机码传输。随机码给出相对于任何设计代码的频谱效率下限。正交码是有设计码系统的一个例子。由于可用的正交码数目等于扩展增益N，频谱效率在正交码系统中受到限制。因此，在达到这个代码限制之前，正交码优于随机码。在这一点上，正交码的频谱效率达到饱和。实际上随机码可以获得的频谱效率高于这个饱和点(利用较大的P)意味着，在正交码的情况下，我们可以使用高级调制以便利用剩余Eb/No的优点(即，大于所需的接收Eb/No)和提高到超出饱和点。更一般地说，在这些情况下，我们可以对任何的“设计”代码使用高级调制。

2.不同码传输与相同码传输。一般地说，不同码传输仅仅略微优于相同码传输。发生的例外情况是，当发射天线的数目M很大和使用去相关检测器时，在此情况下，二者的差别较大。对于正交码传输，相同码传输的频谱效率饱和点是不同码传输的M倍。因此，为了获得正交码的较高频谱效率，我们应当使用相同码传输。

3.发射天线的数目(M)。对于给定的传输方案(不同码/相同码和正交码/随机码)，给定的发射分集量级M_t，接收天线的数目P，和给定的接收机，获得最高频谱效率的最佳值是M≤P。(这假设每个天线上有独立的数据流。由此可见，在所有M个天线上发射独立的数据流未必是最佳的。)

4.发射分集量级(M_t)。对于固定的M和P，在正交码(在代码限制之前)和随机码(其中没有硬代码限制)的情况下，频谱效率随M_t的增加而增大。然而，在P值较大的情况下，频谱效率几乎不随M_t的增加而增大，这说明发射分集的增益最终达到饱和。

5.接收天线的数目(P)。对于固定的M和M_t，频谱效率随P的增加而增大，增加量超过增大相等M_t所获得的增加量。

6.在我们所考虑的参数范围内，利用没有发射分集(M_t＝1)的正交，相同码传输，M＝8个发射天线和P＝12个接收天线，可以获得最大频谱效率(每扇区4.13bps/Hz)。除了M＝4个发射天线以外的相同方案获得的频谱效率为每扇区4bps/Hz，它相当于1.25MHz带宽中76.8Kbps的64个用户。请注意，在我们的分析中数据子流是未编码的。若它们用速率1/2的卷积编码和扩展因子为64，则可以减小所需的Eb/No，获得的频谱效率可能更高些，此处我们假设还没有达到正交码限制。

通过以上的系统描述，本发明典型实施例的操作方法和配置选择，在CDMA系统中使用多个发射天线和接收天线，可以实现很大的容量增益。利用本发明原理可以实现这些特征和增益，虽然具体的实施方案和改动可以包括不同的具体参数或元件选择，或可以偏离有关功率控制度，信道估算准确性和接收机中处理操作复杂性的假定条件。此外，基于本发明原理的其他降低复杂性方案，可以获得许多所描述的容量增益。

Claims (37)

1.一种操作无线基站的方法，包括：

把多个输入数据流中至少一个数据流去复用成多个数据子流，

按照扩展码扩展每个所述数据子流以产生多个扩展数据子流，和

把每个所述扩展数据子流加到多个发射天线中至少一个天线上。

2.按照权利要求1的方法，其中所述多个天线包括M个天线，M是大于1的整数。

3.按照权利要求1的方法，其中输入数据流的数目是i_max，所述去复用操作包括：产生第i个输入数据流的j_i个数据子流，i＝1，2，…，i_max。

4.按照权利要求1的方法，其中所述扩展操作使用包括N个码片的扩展码。

5.按照权利要求3的方法，其中对于所有的i，j_i是恒定的。

6.按照权利要求1的方法，其中所述多个发射天线包括M个天线，M是大于1的整数，和其中利用相同扩展码扩展C个独立的所述子流中的每个子流以产生对应的C个扩展数据子流，C≤M。

7.按照权利要求6的方法，其中所述C个扩展数据子流中的每个数据子流加到所述M个天线中不同的一个天线上。

8.按照权利要求7的方法，其中C＝2。

9.按照权利要求1的方法，其中所述多个天线包括M个天线，M是大于1的整数，和

发射天线数目M_t是在1≤M_t≤M的范围内，每个所述扩展子流加到这些发射天线上。

10.按照权利要求9的方法，其中所述M_t个子流中至少一些子流是利用不同扩展码扩展的。

11.按照权利要求9的方法，其中所述M_t个子流中的每个子流是利用扩展码扩展的，该扩展码不同于所述M_t个子流中其他子流所用的扩展码。

12.按照权利要求9的方法，其中各组所述子流是利用按照时空扩展技术的扩展码扩展的。

13.按照权利要求9的方法，其中从每个所述发射天线输出的功率大体上是相同的，所述扩展数据子流中的一个数据子流加到该发射天线上。

14.按照权利要求4的方法，其中所述扩展码是正交码。

15.按照权利要求1的方法，其中所述输入数据流中至少一个数据流的数据速率不同于所述输入数据流中至少一个其他数据流的数据速率。

16.按照权利要求1的方法，其中所述输入数据流中至少一个数据流是话音数据流。

17.一种检测接收的无线信号的方法，所述接收的信号对应于至少一个数据流，在从M个发射天线传输之前，所述数据流中至少一个数据流已去复用成多个独立的数据子流，其中M是大于1的整数，所述检测操作包括检测所述数据流中至少一个至少，该方法包括：

在P个接收天线上接收与每个所述信息流有关的一组L个可分辨多径信号，

基于所述组的L个多径信号，产生充分统计矢量，该矢量包括与所需子集数据子流有关的信息，

基于所述充分统计矢量，滤波所述充分矢量以产生第二矢量，和

提取所述信息流，它对应于来自所述第二矢量的所述所需子集数据子流。

18.按照权利要求17的方法，其中所述滤波所述充分统计矢量包括：消除不在所述所需子集数据子流中各个子流产生的干扰。

19.按照权利要求18的方法，其中所述接收的多径信号包括与所述数据子流中至少一个子流有关的信号，该数据子流是利用包括N个码片的扩展码扩展的。

20.按照权利要求19的方法，其中所述产生检测统计矢量的操作包括：把每个所述接收的多径信号加到多个代码匹配滤波器上，每个代码匹配滤波器是与所述扩展码中各自一个扩展码匹配的。

21.按照权利要求20的方法，其中所述产生所述检测统计矢量的操作还包括：产生所述接收多径信号的定时和信道估算，并把所述定时和信道估算加到所述码片匹配滤波器上。

22.按照权利要求21的方法，其中所述产生信道估算的操作包括：产生信道系数c_m，p.l的估算，它们是第m个发射天线(m＝1，2，…，M)与第p个接收天线(p＝1，2，…，P)之间通过第l条多径(l＝1，2，…，L)的各个信道的信道系数。

23.按照权利要求22的方法，其中所述产生检测统计矢量的操作还包括：对于每组多径信号，利用对应的信道系数复共轭c^* _m，p，l加权所述码片匹配滤波器的每个输出，产生信道加权矢量，其中^*表示复共轭。

24.按照权利要求23的方法，其中所述产生所述检测统计矢量的操作还包括：有选择地组合所述信道加权矢量中每个矢量的各个分量。

25.按照权利要求17的方法，其中所述产生充分统计矢量的操作包括：把所述接收组的L个可分辨多径信号加到2-D瑞克接收机上，所述充分统计矢量是所述2-D瑞克接收机产生的输出。

26.按照权利要求17的方法，其中所述提取操作包括：把所述第二矢量加到去相关检测器。

27.按照权利要求26的方法，其中所述去相关检测器把所述第二矢量中的每个分量投影到所述统计矢量中其他分量的零空间。

28.按照权利要求18的方法，其中所述提取操作包括：在去相关判定反馈检测器中处理所述第二矢量。

29.按照权利要求28的方法，其中所述第二矢量包括各个矢量分量，每个矢量分量对应于所述多个所需子流中的一个子流，且其中在所述去相关判定反馈检测器中的处理操作包括：

(a)对于每个所述分量，消除来自于对应其他子流各个分量的干扰，从而产生增强的第二矢量，该矢量有每个子流中增强的分量，和

(b)在有最高信噪比的所述增强第二矢量中，检测对应于所述增强分量的所需子流，从而产生检测的子流。

30.按照权利要求28的方法，其中所述第二矢量包括各个矢量分量，每个矢量分量对应于所述多个所需子流中的一个子流，且其中在所述去相关判定反馈检测器中的处理操作包括：

(a)对于每个所述分量，消除来自于对应其他子流各个分量的干扰，从而产生增强的第二矢量，该矢量有每个子流中增强的分量，

(b)在有最高信噪比的所述增强第二矢量中，检测对应于所述增强分量的所需子流，从而产生检测的子流，

(c)重建对所述检测子流中所述第二矢量的贡献，

(d)从所述第二矢量中减去所述贡献，从而改变所述第二矢量，

(e)对于所述第二矢量中的每个剩余分量，消除来自所述第二矢量中剩余的其他分量的干扰，从而产生增强的第二矢量，该矢量有对应于每个剩余子流的增强分量，

(f)在检测到所选组数据流中全部所需子流之前，重复步骤(b)至(e)。

31.按照权利要求28的方法，其中所述第二矢量包括各个矢量分量，每个矢量分量对应于所述多个所需子流中的一个子流，且其中在所述去相关判定反馈检测器中的处理操作包括：

(a)对于每个所述分量，消除来自于对应其他子流各个分量的干扰，从而产生增强的第二矢量，该矢量有每个子流中增强的分量，

(b)在有最高信噪比的所述增强第二矢量中，检测对应于所述增强分量的所需子流，从而产生检测的子流，

(c)重建对所述检测子流中所述第二矢量的贡献，

(d)从所述第二矢量中减去所述贡献，从而改变所述第二矢量，

(e)对于所述第二矢量中的每个剩余分量，消除来自所述第二矢量中剩余的其他各个分量的干扰，从而产生增强的第二矢量，该矢量有对应于每个剩余子流的增强分量，

(f)在检测到全部所需子流之前，重复步骤(b)至(e)。

32.按照权利要求31的方法，其中消除来自其他子流干扰的操作包括：把每个所需子流投影到其他子流的零空间。

33.按照权利要求25的方法，还包括：

接收导频信号，

基于所述接收的导频信号，产生干扰抵消信号，和

从所述2D瑞克滤波器的输出中减去所述干扰抵消信号，从而形成所述检测统计矢量。

34.按照权利要求17的方法，其中所述提取操作还包括：把所述所需组的子流复用成所述数据流中各个数据流。

35.按照权利要求17的方法，其中所述滤波操作包括：选取与至少一个数据流有关的全部子流群，从而产生所述第二矢量。

36.按照权利要求17的方法，其中所述滤波操作包括：选取与至少一个数据流有关的全部子流群并消除来自其他子流各个分量的干扰，从而产生所述第二矢量。

37.按照权利要求36的方法，其中消除来自其他子流各个分量干扰的操作还包括：把所述所需的子流投影到所所述充分统计矢量中所述其他子流形成的零空间。

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