CN1384627A - 一种用于宽带码分多址系统的信道估计方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种用于宽带码分多址系统的信道估计方法,包括步骤:从控制信道信息中提取导频信息,从而得到导频符号部分的初始信道估计;利用所得到的两个连续时隙的导频符号初始信道估计得到非导频符号部分的初始信道估计,从而得到一个完整时隙全部符号的初始信道估计;利用二阶无限冲击响应数字滤波器对所得到的初始信道估计进行后滤波处理。根据本发明,不仅无需估计车速而使实现变得简单,可以得到更为精确的信道估计参数。

Description

一种用于宽带码分多址系统的信道估计方法

技术领域

本发明涉及一种适用于宽带码分多址(WCDMA)的频分双工(FDD)瑞克接收系统的信道估计方法。

背景技术

移动通信是在复杂的电波环境下进行的，如何克服电波传播所造成的多径衰落现象是移动通信的一个基本问题。在直接序列码分多址(DS-CDMA)系统中，由于采用宽带扩频，射频信号带宽比衰落的相干带宽大得多，因而可以采用瑞克接收机从接收信号中分辨出不同路径的分量进行自适应加权调整，使合并之后的信号得以增强，从而实现分集接收。这样，不但能够有效地克服多径衰落的影响，而且还可以提高系统接收性能。其中加权系数即为估计的信道参数，信道估计算法的好坏直接影响瑞克接收系统的性能。

在第三代移动通信WCDMA FDD中，上、下行链路均使用了导频信号，导频信号和非导频信号在专用物理控制信道(DPCCH)中时分复用，如图1所示。在现有技术中，一种较为普遍使用的信道估计技术是只利用时隙中的导频符号信息进行加权的多时隙平均法(Weighted Multi-slot Averaging，WMSA)。在低车速或者步行的情况下，信道衰落变化很慢，根据导频符号估计的信道参数可以提供较为准确的信道特性，使专用物理数据信道(DPDCH)的接收性能可以满足系统要求。但是，在高车速的情况下，信道衰落变化快导致了多普勒频移变大，这时如果利用多个时隙的导频符号来估计信道参数，不仅会增加系统时延，而且接收性能将会急剧恶化。为了使瑞克接收机能够适应高车速的快衰落，除了导频符号之外，还要对非导频符号进行初始信道估计，即利用已知导频符号的信道衰落参数来得出非导频符号的信道衰落系数。目前，较为普遍采用的初始信道估计方法有平均、内插(一阶、二阶)以及预测方法等。

当得到一个时隙的所有符号的初始信道估计之后，进一步精确估计信道参数的关键是后滤波处理。仿真研究表明，不同的初始信道估计算法对系统性能的影响差别很小，而后滤波处理所采用的低通滤波器的性能却直接影响到译码器误块率的好坏。在现有技术中，通常采用有限冲击响应(FIR)时域滤波器或者自适应滤波器进行后滤波处理。其中自适应滤波器性能理想，但是滤波器系数需要实时调整，硬件复杂度过大，因而不适用于实际系统。时域FIR滤波器虽然实现简单，但要达到要求的性能指标需要较高的阶数，阶数越大时延就越大，并且硬件的开销也就越大。例如，理想的性能需要61阶的FIR滤波器，同时也会产生接近150万秒的时延。此外，在现有技术中，有时也采用一种一阶可变系数的无限冲击响应(IIR)滤波器来消除噪声，如图4(a)所示，该滤波器实现起来非常简单。但是，为了保证系统性能需要滤波器的系数α可变，带来的问题是需要实时对信道的多普勒频移进行估计，硬件复杂度就大幅度地提高，因而一般不采用这种IIR滤波器。

发明内容

针对现有技术中存在的问题，本发明提出了一种适用于宽带码分多址(WCDMA)的频分双工(FDD)瑞克接收系统的信道估计方法，从而可以得到更为精确的信道估计参数。

本发明的用于宽带码分多址系统的信道估计方法，包括步骤：

从控制信道信息中提取导频信息，从而得到导频符号部分的初始信道估计；

将所得到的两个连续时隙的导频符号初始信道估计进行平均，用该平均值与各径的非导频符号进行共轭相乘，然后进行瑞克合并，并用最大比合并的结果进行硬判决；

利用该硬判决结果以及非导频符号接收数据，得到非导频符号部分的初始信道估计；

根据导频符号和非导频符号部分的初始信道估计，得到一个完整时隙全部符号的初始信道估计；

利用二阶无限冲击响应数字滤波器对所得到的初始信道估计进行后滤波处理。

在本发明中，通过采用二阶无限冲击响应IIR数字滤波器，对导频符号和非导频符号的初始信道估计进行后滤波处理，可以得到更为精确的信道估计参数。根据本发明，不仅无需估计车速而使实现变得简单，而且性能优于一阶可变系数IIR滤波器以及高阶FIR滤波器的系统误块率性能。如果采用三阶、四阶的IIR滤波器，会使系统的时延增大，而性能却不会有明显的改善。

附图说明

下面参照附图并结合实施例来进一步描述本发明。其中：

图1示出了WCDMA FDD物理层的帧结构；

图2示出了瑞克接收机的方框图；

图3示出了初始信道估计单元的详细方框图；

图4(a)和图4(b)分别示出了对初始信道估计进一步作后滤波处理的一阶可变系数IIR滤波器和二阶IIR滤波器的方框图；

图5(a)和图5(b)分别示出了根据本发明的初始信道估计方法和现有初始信道估计方法在不同车速和不同信噪比条件下系统误块率的性能曲线。

具体实现方式

接收信号可以表示成： $r\left(t\right)=\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{r}_l\left(t\right)=\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\ξ}}_l\left(t\right)s(t-{\mathrm{\τ}}_l)+n\left(t\right),$ 这里r_i(t)表示第l径的接收信号，s(t)表示发送信号，ξ_l(t)和τ_l分别表示第l径瑞利衰落信道的幅度增益和传输时延，n(t)表示零均值的高斯白噪声，单边功率谱密度为N_o。每一径的接收信号在接收端经过匹配滤波器和解扩解扰，然后将解扩后的各路多径分量进行最大比合并，最终由译码器软判决输出。

图2是瑞克接收机的方框图，信号处理过程为：首先将外来的输入信号采样值r(k)送给DPCCH解扩解扰单元201和DPDCH解扩解扰单元202，分别进行DPCCH和DPDCH的解扩解扰，经过DPCCH解扩解扰单元201解扩解扰后的第1…L径信号为s₁(k)…s_L(k)，将该信号送给初始信道估计单元203，可以得到第1…L径基于符号的连续初始信道估计参数 。为了得到更精确的信道估计参数，必须将通过后滤波器单元204处理，这样就可以得到各径最后的信道估计 。各径接收信号经过DPDCH解扩解扰202和延迟单元205后，分别和后滤波单元204结果

在乘法器206共轭相乘，然后在组合器207进行瑞克合并，从而最大比合并的结果。利用软判决单元208就可以恢复瑞克接收系统接收到的DPDCH(专用物理数据信道)数据。

图3是本发明中初始道估计单元203的详细方框图。DPCCH解扩解扰后的第1…L径信号s₁(k)…s_L(k)首先要在导频、非导频分离单元301进行导频的非导频符号分离，分离出的导频符号数据s_p(k)可用本地产生的导频符号在数据解调装置302进行同步相乘实现数据解调，即可得到导频部分的初始信道估计。而非导频符号部分由于发送信息未知，数据解调过程相对复杂。需要利用连续两上时隙的导频符号初始信道估计的平均值作为非导频符号的信道参数因子CPF(ChannelParameter Factor)： ${\mathrm{CPF}}_1=\frac{1}{2N_p}[\underset{j=1}{\overset{N_p}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{c}}_{\mathrm{ini}1}(n,j)+\underset{j=1}{\overset{N_p}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{c}}_{\mathrm{ini}1}(n+1,j)]$

其中

和 分别表示第l径中第n时隙和第(n+1)时隙第j个导频符号的初始信道估计。然后将CPF₁…CPF_L分别和经过延迟单元303延迟的非导频符号接收数据在乘法器305共轭相乘，去掉信道调制。各径信号在组合器307进行相加合并，并将最大比合并的结果送给硬判决单元308进行硬判决以恢复接收的非导频符号。这样就可以用接收端判决的非导频符号进行数据解调，得到非导频部分的初始信道估计，如公式所示：

${\hat{c}}_{\mathrm{inil}}(n,i)=r_l(n,i)\·\mathrm{sign}\left\{R_e\right[\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{r}_l(n,i)\·{\mathrm{CPF}}_l^{*}\left]\right\},$ 其中i＝(N_p+1)，…N_slot

导频部分和非导频部分初始信道估计在导频、非导频合并单元311合并在一起，即为一个时隙中所有符号的初始信道估计

。这里给出的仅用两个时隙导频符号进行平均的初始信道估计算法，比内插算法实现简单，而且相对于多个时隙平均的方法时延较小。

图4(a)和图4(b)是后滤波单元204的具体实现框图。滤波器带宽选择的标准是：既要使信道估计不失真又要尽可能多地滤除噪声。这要求滤波器的系数应随移动台的速度变化而变化。为了省去车速估计，这里把最大多普勒频移对应的数字频率与采样频率的比值作为滤波器的截止频率。根据双线性变换法设计的二阶IIR低通滤波器，有几种类型，如巴特沃思型滤波器、切比雪夫I型或II型滤波器和椭圆函数滤波器。仿真结果表明，巴特沃思型二阶IIR滤波器最适合此处滤除信道估计噪声。图4(a)中即为现有技术采用的一阶IIR滤波器，只用改变一个系数α就可以实现IIR滤波器系数α可变。Z域的滤波器响应为： $\left(n\right)=\frac{\mathrm{\α}}{1-(1-\mathrm{\α})z^{-1}}$ 。但是，系数α可变带来的问题是需要实时对信道的多普勒频移进行估计，硬件复杂度就大幅度地提高，

图4(b)是二阶IIR滤波器框图，信号要通过两个时延，并用设定系数加权相加，即可达到滤除噪声的效果。如公式所示： $h\left(n\right)=\frac{a_1\·z^{-1}+a_2\·z^{-2}}{1-(b_1\·z^{-1}+b_2\·z^{-2})}$ 。为此，我们采用双线性变换法设计巴特沃思型IIR滤波器，按照最大多普勒500Hz计算滤波器系数a₁，a₂，b₁，b₂。对于二阶IIR滤波器的群时延问题，理论上可求出[-f_d，f_d]范围内的平均群时延[ τ·f_s]＝8(symbol)，其中 $\stackrel{\‾}{\mathrm{\τ}}=\frac{{\∫}_{-\mathrm{wd}}^{\mathrm{wd}}\mathrm{\τ}\left(w\right)\mathrm{dw}}{2\·2\mathrm{\π}{f}_d},$ 「

是向上取整的运算符，理论计算结果和仿真测试的8symbol结果一致。

图5(a)和图5(b)分别示出了根据本发明的初始信道估计方法和现有初始信道估计方法在不同车速和不同信噪比条件下系统误块率的性能曲线。在本发明中，通过使用以下三种滤波器比较系统的误块率性能：61阶FIR数字滤波器，一阶IIR数字滤波器以及二阶IIR数字滤波器。图5(a)是三种方法在120千米/小时车速下的误块率性能；图5(b)是在250千米/小时车速下的误块率性能。其中假设发射信号通过四径瑞利衰落信道，横坐标为系统的Eb/No，纵坐标为瑞了接收系统的误块率。从图5(b)可以看出，二阶IIR滤波器硬件实现复杂度不高，并且能够保证在高速情况下系统性能最好。

Claims (7)

1.一种用于宽带码分多址系统的信道估计方法，包括步骤：

从控制信道信息中提取导频信息，从而得到导频符号部分的初始信道估计；

将所得到的两个连续时隙的导频符号初始信道估计进行平均，用该平均值与各径的非导频符号进行共轭相乘，然后进行瑞克合并，并用最大比合并的结果进行硬判决；

利用该硬判决结果以及非导频符号接收数据，得到非导频符号部分的初始信道估计；

根据导频符号和非导频符号部分的初始信道估计，得到一个完整时隙全部符号的初始信道估计；

利用二阶无限冲击响应数字滤波器对所得到的初始信道估计进行后滤波处理。

2.根据权利要求1的方法，其中从解扩解扰的控制信道信息中提取导频信息，利用本地产生的导频符号与所提取的导频信息相乘，实现数据解调，从而得到导频部分的初始信道估计。

3.根据权利要求1的方法，其中利用该硬判决结果与延迟后的非导频符号接收数据相乘，得到非导频符号部分的初始信道估计。

4.根据权利要求1的方法，其中将导频符号部分的初始信道估计以及非导频符号部分的初始信道估计按照帧格式时分复用，从而得到一个完整时隙全部符号的初始信道估计

5.根据权利要求1的方法，其中二阶无限冲击响应数字滤波器的截止频率为最大多普勒频移对应的数字频率与采样频率的比值。

6.根据权利要求1的方法，其中二阶无限冲击响应数字滤波器为巴特沃思型滤波器、切比雪夫I型或II型滤波器和椭圆函数滤波器。

7.根据权利要求1的方法，其中二阶无限冲击响应数字滤波器为巴特沃思型二阶IIR滤波器。

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